典型的+12V, 6A，热插拔控制器电路(图1)包含(像许多其他电路一样)具有50mV和200mV跳闸阈值的慢速和快速比较器。6毫欧感应电阻(RS)允许在8.3A的过载条件下标称慢速比较器跳闸，在33.3A的短路条件下允许快速比较器跳闸。

在一段时间内，初始短路电流尖峰仅受电路电阻¹的限制，这段时间包括快速比较器延迟和通过释放M1的栅极电容完成短路中断所需的30µs。在短路期间记录的波形表明峰值电流为400A(由于在Rs上的2.4Vpk)，在28µs内降低到100A。

通过添加达林顿pnp晶体管(Q1)来加速栅极放电，可以将短路电流持续时间限制在≤0.5ms(图2)。D1允许栅极在导通时正常充电，但在关断时，控制器的3mA栅极放电电流指向Q1的基极。然后Q1快速动作使栅极放电，放电时间≤100ns。因此，短路的大电流部分被限制为略大于快速比较器的延迟时间350ns。

图2和图3波形中明显的反向超调电流和急剧上升是由传感电阻芯片中的寄生串联电感产生的，图3中所见的长边振荡是示波器接地引线引入的伪影。

图3中的电路可以将短路电流限制在≈100A;200 ns。当RS两端电压达到≈600mV时触发pnp晶体管Q1a，驱动npn晶体管Q1b快速放电M1的栅极电容。pnp晶体管的快速触发得益于陡峭的电压波形，而陡峭的电压波形又是传感电阻寄生电感的结果。

C2连接在栅极和M1源之间，以减少短路时施加在栅极上的正瞬态阶跃电压。齐纳二极管D1通过将V(GS)限制到低于MAX4272可用的7V来降低I(D(ON))。虽然D1在5mA偏置时的额定电压为5.1V，但由于IC只能提供100mA的栅极充电电流(稳压偏置电流)，因此该电路将V(GS)限制为≈3.4V。有限的V(GS)降低了I(D(ON)) -以牺牲R(D(ON))为代价-并允许更快地关闭M1。D1和C2在图1和图2中也有一定的优势，可以减少短路时的I(D(ON))。

当热插拔控制电路短路时，上述两种电路中的任何一种都可以通过最小化能量消耗来保护背板电源。较简单的电路(图2)将短路电流间隔显著缩短至略小于500ns，而稍复杂的电路(图3)将峰值短路电流降低至100A，并将脉冲宽度截断至200ns以下。这两种技术都可以应用于大多数热插拔控制器电路。单个结果根据电源的阻抗、短路的阻抗以及(特别是)短路本身的质量和发作时间而变化。

¹源电阻，短路质量，RS值，MOSFET的R(DS(ON))和MOSFET的I(D(ON))。
²请注意，通过手动操作短路棒来实现可重复的低电阻短路是非常困难的。需要精心的布局和低ESR电容器来创建具有非常低ESR的电源。

这个设计理念出现在2004年5月27日的《EDN》杂志上。