设计单开关，谐振复位，正激变换器

来源：analog 发布时间：2024-07-23

摘要： 单晶体管谐振复位正激变换器，消除变压器复位绕组和二极管，但允许占空比大于50%

在功率转换器拓扑结构中，单晶体管正激转换器是功率水平低于100瓦的最常见的一种。本文描述了该电路的改进，称为“单晶体管，谐振复位，正激变换器”，它消除了复位绕组和二极管(D(TR))。本文还将讨论这种设计的其他几个优点。

2005年10月的《电力电子技术》杂志上也发表了一篇类似的文章。

介绍

单晶体管谐振复位正激变换器通常用于功率低于100瓦的DC-DC变换器模块。这些器件对于具有广泛可调输出电压的DC-DC转换器也非常有用。然而，本文描述了一种称为“单晶体管谐振复位正激变换器”的改进电路。这种设计消除了复位绕组和二极管(D(TR))，并提供了几个明显的优点。

该谐振复位变换器的占空比可超过50%，使其适用于低成本DC-DC变换器，该变换器工作在宽输入电压下，并提供广泛变化的输出。通过简化变压器，特别是广泛用于高密度DC-DC变换器模块的平面变压器，没有复位绕组降低了成本。最后，谐振复位电路的正弦复位电压降低了电磁干扰。

传统单开关正激变换器设计

为了正确理解谐振复位拓扑，我们必须首先了解传统的单开关正激变换器(图1a)。当开关Q1导通时，变压器电流从零上升，二极管D(TR)反向偏置。变压器的磁化电流累积到一个值I(M) = V(IN)T(ON)/L(M)，其中T(ON)为每个开关周期的导通时间，L(M)为磁化电流。

图1 a 传统的单晶体管正激变换器。

在导通期间，负载电流I(O)在一次电压中反映为I(P) = I(O)N(S)/N(P)，其中N(S)为二次电压匝数，N(P)为一次电压匝数。输出电压为V(O) = V(IN)DN(S)/N(P)，其中D = T(ON)/T(S)， 1/T(S)为开关频率。关断前变压器初级磁化电流为V(in)T(ON)/L(M)。当Q1关断时，变压器电压趋于反转。D(TR)阴极上的电压一直增加，直到D(TR)导通。

对于典型应用，N(P)/N(R)匝数比为1，其中N(R)为初级复位绕组的匝数。变压器的磁化电流现在从I(M)减小到零。当它达到零时，变压器完全复位，变压器两端的电压保持为零，直到下一个开关周期开始。在这些应用中，最大占空比D(MAX)限制为50%。

谐振复位正激变换器设计

单开关谐振复位正向变换器的特点是没有复位绕组(图1b)。在关断期间，变压器通过谐振电路复位(无损耗)，该谐振电路包括:磁化电感;以及开关、初级绕组和所有反射次级电容的组合电容，包括整流二极管电容。

图1 b 单开关，谐振复位正激变换器。

操作说明

本次电路分析的假设如下:

电路已达到稳态运行。
L(O)和C(O)(相当大)可以被认为是无限的。
漏感被忽略。
由于二极管和开关导通电阻的下降被忽略。

电路的稳态工作在每个开关周期中包括三个间隔:

间隔1

最初，t = 0, Q1为ON(图2a)。在开关接通期间，变压器被斜坡电流磁化。次级电流流过次级二极管D(R)，电容上的电压C(D)近似为零。C(D)包括二极管内部电容和通过D(R)添加的外部电容。一次磁化电流在该间隔开始时的值为I(1)，在间隔结束时的值为I(2)。

一次电流是反射电流I(O)(N(S)/N(P))和一次磁化电流之和。

图2 a 从图1b中，Q1上的电压和间隔1期间的初级磁化电流波形的等效电路(不按比例)。

间隔2

当开关关断时，开关漏源极电压开始上升(图2b)。当电压超过V(IN)时，次级二极管D(R)关闭，自由二极管D(F)打开。一个正弦退磁电流开始流过谐振电路，谐振电路是由变压器磁化电感L(M)和电容C(R)并联组合而成的，反射在变压器初级电路上。电容C(R)是整个初级电容的总和，包括反射二极管电容C(D):

式中，C(S)为开关一次电容，C(T)为变压器一次电容。C(D)为穿过二极管C(D)的外部电容(二极管电容<<C (D))。区间2结束于T(ON) + T(R)的末端，其中T(R)是谐振区间的一半。

外部电容C(R)从零充电到峰值为
在此间隔期间，然后放电回零。因此，间隔结束时的磁化电流I(1)应等于-I(2)。在此间隔结束时，主开关上的电压为V(IN)，但开关上的电压达到峰值
中场休息到一半。

图2 b 从图1b中，Q1上的电压和间隔2期间的初级磁化电流波形的等效电路(不按比例)。

间隔3

在这段时间内，二极管D(R)和D(F)都处于ON状态;主开关为OFF(图2c)。变压器两端电压为零，区间末端的磁化电流为-I(2)。这就结束了一个切换循环。由于电路处于稳态，因此电流I(1)等于-I(2)。将式1中的I(1)代入，可得每个开关周期开始时的一次磁化电流为:

在间隔3期间，一次开关电压保持在V(IN)。注意在T(S)的末尾，I(2)≠I(1)是可能的，如果
．在这种情况下，在下一个开关周期开始之前，一个完整的半周期谐振还没有完成。因此，在每个开关周期开始时，主开关两端的电压超过V(IN)。这种情况增加了开关损耗。

图2 c 从图1b中，Q1上的电压和间隔3期间的初级磁化电流波形的等效电路(不按比例)。

瞬态操作

根据应用中使用的控制器类型，初级开关和次级输出二极管上的瞬态应力变化很大。如果设计不理想，瞬变可能导致主开关或二次二极管失效。

考虑使用电流型PWM控制器进行操作。最初，电源在空载和高线电压下运行。施加负载瞬态(最小负载到满载)，导致立即占空比步进到最大占空比。反过来，该事件导致变压器的磁化电流大幅增加，并可能使变压器饱和，除非其设计考虑到这种瞬变。谐振复位电压远高于稳态工作时的电压，可能导致正向二极管或一次开关失效。

为了解决这个问题，我们引入了伏特-微秒箝位。考虑上述具有与输入电压成反比的最大占空比箝位的控制器。这种安排限制了在瞬态过程中沿变压器BH回路的最大磁通偏移，从而允许使用更小的变压器。正向二极管和一次开关上的瞬态电压应力明显减小，但仍高于稳态工作时的应力。

现在考虑运行这种变换器类型与一个非常轻的负载，并使用二极管整流。在这种工作模式下，磁化电流非常接近于零，占空比很低。如果我们现在应用负载瞬态(从空载到满载)，占空比立即增加到自适应占空比箝位允许的最大值。施加暂态前，磁化电流为零。高线电压时的暂态峰值占空比为
式中，V(INMIN)为低线输入电压，D(MAX(TR))为自适应占空比钳设定的低线电压时的最大占空比，V(INMIN)为高线电压时的输入电压。当瞬态发生时，磁化电流从0增加到
在第一个开关接通周期后暂态。其中L(M)为一次磁化电感，f (SW)为开关频率。开关关断后，磁化电流以由磁化电感L(M)和电容C(R)设定的正弦方式反向。开关上的峰值电压为:

在高线路电压下满负荷稳态运行时，开关上的峰值稳态电压为:

式中D(MAX(S))为满载、低线时的稳态占空比。在实际应用中，我们尽量设置D(MAX(TR))略高于D(MAX(S))。我们还看到，二极管D(F)上的峰值瞬态反向电压是这种类型的PWM控制器的峰值稳态反向电压的两倍多。对于没有伏特-微秒箝位的PWM控制器，瞬态电压甚至可以更高。

如果电路中包含同步整流器，则电感电流不会不连续，并且轻载和满载时的磁化电流几乎相同。对于具有电压-微秒钳位的PWM电流型控制器，初级开关和次级二极管上的瞬态电压应力D(F)更接近峰值稳态电压应力。

电压型控制器的行为与电流型PWM控制器的行为相似。再次，使用自适应伏特-微秒钳可以减少压力。这些变换器类型通常包括一个占空比软启动，增加占空比，从而控制任何积聚的充磁能量，同时减轻电压应力。

设计实例

图3的工作电源接受36V至56V范围内的直流输入电压，并产生4V至18V的隔离可变输出电压，由可调外部基准控制。最大输出电流为0.4A，开关频率为500kHz。

图3 谐振复位正向转换器，输入范围为地至-48V(OUT) (36V至56V)，输出范围为4V至18V。

谐振复位正激变换器最适合这种设计，因为它可以使占空比最大化。如果输出电压要适当地从高电平控制到4V，那么这种能力是必要的。否则，PWM控制器的最小ON时间是一个可能引入问题的限制。应包括同步整流器，以最大限度地提高效率，并使PWM控制器在轻负载下控制输出电压降至4V。所示的电流型PWM控制器还包括一个自适应电压-微秒箝位。

自适应占空比钳

由于电源必须在36V时接通并提供全功率，所以我们将其接通点设置为34.2V。该导通电压包括5%的余量，以补偿元件公差。然后，我们将与导通点对应的最大占空比(由自适应占空比设置)设置为75%。这种方法使25%的开关时间可用于在变流器的最低工作电压下重置变压器。

初级MOSFET额定电压

在最低工作电压下，变压器最大可用复位时间为:

其中D(MAX) = 0.75, f (SW) = 5 × 10(5)。这些值产生0.5µs的复位时间。为使开关损耗最小，磁化电流应完成一个半周期的正弦“共振振铃”，如式4所示。因此,
，一次开关的峰值稳态电压应力(代入式7的值)为208.6V。因此，在本设计中我们选择额定电压为250V的开关。

变压器的设计

变压器一次匝数与二次匝数之比为n:

我们选用3F3材料的EFD15铁芯变压器，得到n& lt;1.35代入式9中的值。实际的主匝数(30)和次匝数(24)产生的匝数比为1.25。该变压器的磁化电感为702µH±25%，采用未搭接铁芯绕线。磁化电感的容差可以在变压器的自谐振频率中产生+11%/-13.4%的容差，而不考虑实际电路中出现在初级电路中的总电容的容差。所测样品变压器的自谐振频率低于1MHz。

我们必须保证实际电路的退磁自谐振频率大于(1 - D(MAX))。因此，我们对铁芯进行间隙，既可以降低变压器的测量自谐振频率，又可以减少磁化电感的变化。采用a(1)公差为10%的间隙磁芯，电感为144µH。

新变压器样品的自谐振频率为4MHz;由自谐振频率表达式计算出的变压器电容为11pF。根据可用复位时间，最大允许一次电容为176pF。后一个值允许开关电容和反射二极管电容C(R)的总和最大为165pF。由于MOSFET电容不容易确定，我们必须构建电路并调整跨同步MOSFET的附加电容值Q(R)，以获得适当的复位时间。在实际电源中，MOSFET上的附加电容Q(R)为100pF。