除了信号失真、低效率和驻波之外，传输线与其负载之间的阻抗不匹配所反射的射频能量也会损坏信号源，例如功率放大器(PA)。然而，基于对数安培和定向耦合器的电路可以检测产生驻波的电压驻波比(VSWR)，从而触发对PA的保护，使其免受过高的驻波比值的影响。

驻波比是电路中阻抗失配的量度。较大的驻波比会在射频电路中引起许多问题。最坏的影响包括射频/微波大功率放大器(HPA)的永久性损坏，通常称为VSWR故障。保护HPA免受此类灾难的影响至关重要。本文演示了一种利用定向耦合器和高性能射频对数放大器来检测VSWR条件并保护HPA免受此类故障影响的方案。设计并测试了一个VSWR检测和保护方案的原型。一种特殊的HPA设计，在VSWR >4:1即使在受到VSWR >15:1配备拟议的保护方案。

传输线上的电压和电流以称为特性阻抗(Z(O))的特定比率相关。当传导射频能量沿传输线行进时，遇到与特性阻抗相等的负载时，所有可用功率都被传递给负载。传输线上任何改变负载阻抗的不连续(失配)都会引起沿线路反射的电流和电压，从而产生驻波。如图1所示，入射波和反射波进行建设性和破坏性干涉，产生最大值(V(max))和最小值(V(min))。电压驻波比(VSWR)是测量这种不匹配的一种方法，定义为V(最大)/V(最小)的比值。

完美匹配的阻抗(VSWR=1:1)导致理想的功率传输，而严重不匹配的阻抗(高VSWR)导致向负载的功率传输减少。高的驻波比可能在系统的任何地方引起问题，但是天线前面的扩音器对这些事件最敏感。过大的驻波比会减小r o的工作范围，使发射信号使接收段饱和或使r o升温。更严重的影响是通过燃烧等灾难性失效机制损坏发射机，击穿传输线介质。高驻波比还会在电视广播系统中引起阴影，因为从天线反射的信号再次从功率放大器反射，然后重播，导致类似多径的现象。

电压驻波比的检测

由式1和图1可知，当反射系数已知时，可以计算出驻波比。

在那里,

V(i) =入射波;V(r) =反射波;Z(0) =特性阻抗;Z (L) =负载

图2显示了放置在源和负载之间的定向耦合器，用于隔离和采样来自负载的入射波和反射波。在高指向性条件下，入射波与反射波之比等于反射系数，如式2所示。因此，在定向耦合器和检测器的帮助下，可以检测反射波和入射波并进行后处理(对反射波和入射波进行分割)以测量反射系数。

在那里,

C =耦合系数;指向性
西塔和Φ =通过耦合器的未知相位延迟
V(C)=耦合器的耦合端口(端口C)上的电压，是入射波的一个样本
V(D) =耦合器反射端口(D端口)上的电压，即反射波的一个样本

一旦对入射和反射信号进行采样和隔离，就需要检测这些信号的幅度，这需要双探测器。综合考虑测量精度和超温检测范围，确定最佳检测方法。

检测方法的准确性将决定VSWR测量的准确性。由于两个通道之间的耦合，特别是当两个通道在不同功率水平下工作时，用于检测入射波和反射波的输出精度会降低。这意味着隔离是选择检测器的主要标准之一。这个隔离标准是双重的:两个射频通道输入之间的隔离，以及从一个射频通道输入到另一个射频通道输出之间的隔离。使用网络分析仪可以很容易地测量两个输入之间的隔离，但输入到输出隔离更为重要。输入输出隔离是通过增加一个通道上的功率电平来测量的，直到它开始影响另一个通道的功率检测精度(在其动态范围内的功率电平低得多)1 dB。两个功率级别之间的区别是输入到输出隔离。可以使用不同值的耦合器和衰减器来定位功率电平，使输入端的差异最小，以减少耦合。PC板上的耦合也会影响隔离。在布局时应注意将射频输入彼此隔离。

对入射信号的检测范围相当于发射机的输出功率范围，但对从接口反射过来的反向传播信号的检测需要更大。反射功率电平的范围可以从很小的信号电平(当PA和天线之间有良好的阻抗匹配时)到大到入射信号的最大电平(当传输线上有断路或短路时)，这需要具有高动态范围的检测器。

对数减法相当于除法，这使得进行复杂的信号除法数学运算变得容易，这是选择对数放大器进行虚波反射检测的一个重要原因。对于使用对数放大器的VSWR测量，两个检测器应该在同一芯片上，以提供良好的温度和工艺变化匹配。对数放大器也有更大的动态范围比其他类型的检测器。所有这些都表明，用于VSWR应用的最佳检测方法是具有高动态范围和良好温度精度的双对数放大器。

除了差分输出之外，最好能够访问单个日志放大器输出，因为大多数RF设计人员使用此信息同时确定Tx部分的输出功率。ADL5519是双日志检测器的一个很好的例子，它具有单独的通道输出和两个通道之间的差异。如图3所示，ADL5519提供从低频到8 GHz的54 dB动态范围，温度漂移小于±0.5 dB，是检测入射波和反射波并同时控制输出功率的理想解决方案。如图4和图5所示，ADL5519出色的输入到输入和输入到输出通道隔离规格(> 30db)使该部件适用于双射频通道系统。AD8302可用于不需要单独日志输出的地方。

有许多方法可以保护放大器免受高驻波比的潜在损害。高驻波比条件在高输出功率下通常是灾难性的，因此保护电路的目标应该是降低输出功率，从而使放大器处于安全工作模式。VSWR检测方法与放大器的结构无关，但结构的功率控制方案确实影响放大器保护机制的选择。

对于放大器的功率由外部引脚控制的情况，当VSWR事件超过预定的参考电平时，输出功率很容易降低。提出的保护方案具有改变该参考电平的能力，将VSWR保护扩展到几种不同的PA体系结构。

VSWR防护样机结果

该驻波保护机制用于GSM PA在严重失配情况下的保护。采用定向耦合器和双检波器检测反射系数。当驻波比超过安全限值时，通过调节功率控制引脚上的电压触发保护电路，降低放大器的输出功率。

VSWR检测电路如图6所示，由一个定向耦合器、一个双对数检测器和一个钳位电路组成。HPA和负载之间的定向耦合器将入射波和反射波的样本耦合到耦合和反射端口，然后将其馈送到双对数检测器(如ADL5519或AD8302)。采用耦合系数为30 dB、900 MHz时指向性大于15 dB的定向耦合器，将耦合和反射信号定位在检测器的检测范围内。

方向耦合器反射端口的功率(P(D))与驻波比成正比，被馈送到检测器的一个输入通道。来自耦合端口(P(C))的功率与VSWR无关，被馈送到另一个输入通道。如式3所示，双对数检测器计算这两个信号的对数相减，得到与反射信号和耦合信号之比成正比的差分输出V(DIFF)，相当于反射系数。该方程适用于高指向性耦合器(>40 dB)。在较低的指向性下，测量的V(DIFF)输出将是VSWR相位的函数。研究发现，15 dB的指向性足以区分1.5和3.0的驻波比，而不必担心驻波比的相位。

在那里,

V(DIFF)是双对数放大器检测器的差分输出(V)
V(SLP)为对数放大器检测器的斜率(mV/dB)
P(INT)是V(OUT) vs. P(IN)曲线的x轴截距(dBm)(见图4)
V(LVL)为恒定共模电压电平(V)
Z(IN)为探测器的输入阻抗

当对数检测器的差分输出(V(DIFF))增加一个预定义的电压电平(V(REF))时，基于运放的箝位电路触发，表明高VSWR条件。一旦检测到高VSWR条件，HPA通过其电源控制电压端口(V(APC))将电源关闭到安全工作模式。在决定V(REF)水平时，应考虑PA的P(OUT)与V(APC)特性。在该工作模型中，设置V(REF)电平触发箝位电路的VSWR &gt值;1.5: 1。

如图7所示，当暴露于VSWR时，GSM PA会受到不可逆的损坏。4:1 at P(OUT) = 34.5 dBm at 900 MHz。在使用这些条件对检测器电路进行的实验测试中，类似的GSM PA即使在经受了VSWR >15:1，如图8所示。这些结果表明，该装置能够在严重失配条件下保护功率放大器。