D类放大器于1958年首次提出，近年来越来越受欢迎。什么是D类放大器?它们与其他种类的放大器相比如何?为什么D类对音频感兴趣?制作一个“好的”音频D类放大器需要什么?D类放大器产品的特点是什么?在下面的页面中找到所有这些问题的答案。

音频放大器背景

音频放大器的目标是在产生声音的输出元件上再现输入音频信号，具有所需的音量和功率水平——忠实、有效和低失真。音频频率范围从20赫兹到20千赫，因此放大器必须在此范围内具有良好的频率响应(当驱动频带受限的扬声器时，如低音扬声器或高音扬声器)。功率能力根据应用的不同而有很大的不同，从耳机的毫瓦到电视或PC音频的几瓦，到“迷你”家庭音响和汽车音频的几十瓦，到更强大的家庭和商业音响系统的数百瓦甚至更大，并且可以让剧院或礼堂充满声音。

音频放大器的一种直接实现是使用线性模式的晶体管来产生输出电压，该输出电压是输入电压的缩放副本。正向电压增益通常很高(至少40 dB)。如果正向增益是反馈回路的一部分，那么整个回路的增益也会很高。经常使用反馈，因为高环路增益可以改善性能，抑制前向路径中非线性引起的失真，并通过增加电源抑制(PSR)来降低电源噪声。

D类放大器的优势

在传统的晶体管放大器中，输出级包含提供瞬时连续输出电流的晶体管。音频系统的许多可能实现包括A类、AB类和b类。与D类设计相比，即使在最有效的线性输出级，输出级功耗也很大。这种差异使D类在许多应用中具有显着优势，因为较低的功耗产生较少的热量，节省电路板空间和成本，并延长便携式系统中的电池寿命。

线性放大器，D类放大器和功耗

线性放大器输出级直接连接到扬声器(在某些情况下通过电容器)。如果在输出级使用双极结晶体管(bjt)，它们通常工作在线性模式下，具有较大的集电极-发射极电压。输出级也可以用MOS晶体管实现，如图1所示。

功率在所有线性输出级都是耗散的，因为产生V(OUT)的过程不可避免地导致至少一个输出晶体管的非零I(DS)和V(DS)。功率耗散量很大程度上取决于输出晶体管偏置的方法。

A类拓扑使用其中一个晶体管作为直流电流源，能够提供扬声器所需的最大音频电流。A级输出级可能具有良好的音质，但功耗过高，因为大的直流偏置电流通常在输出级晶体管中流动(我们不需要它)，而没有传递到扬声器(我们确实需要它)。

B类拓扑消除了直流偏置电流，功耗显著降低。其输出晶体管以推挽方式单独控制，允许MH设备向扬声器提供正电流，而ML则吸收负电流。这减少了输出级的功耗，只有信号电流通过晶体管传导。B类电路的音质较差，然而，由于非线性行为(交叉失真)，当输出电流通过零时，晶体管在开和关条件之间变化。

AB类，a类和B类的混合折衷，使用一些直流偏置电流，但比纯a类设计少得多。小的直流偏置电流足以防止交叉失真，使音质良好。功耗，虽然在A类和B类限制之间，但通常更接近B类。一些类似于B类电路的控制，需要允许AB类电路提供或吸收大输出电流。

不幸的是，即使是设计良好的AB类放大器也有显著的功耗，因为它的中频输出电压通常远离正极或负极电源轨。因此，大漏源电压降产生显著的I(DS) × V(DS)瞬时功耗。

由于采用了不同的拓扑结构(图2)，D类放大器的功耗比上述任何一种都要低得多。它的输出级在正、负电源之间切换，从而产生一系列电压脉冲。这种波形对功耗是有利的，因为输出晶体管在不开关时电流为零，并且在导通电流时具有低V(DS)，因此具有较小的I(DS) × V(DS)。

由于大多数音频信号不是脉冲序列，因此必须包括调制器以将音频输入转换为脉冲。脉冲的频率内容包括所需的音频信号和与调制过程相关的显著高频能量。低通滤波器通常在输出级和扬声器之间插入，以尽量减少电磁干扰(EMI)，避免用过多的高频能量驱动扬声器。为了保持开关输出级的功耗优势，滤波器(图3)需要是无损的(或接近无损的)。滤波器通常使用电容器和电感，唯一有意耗散的元件是扬声器。

图4比较了在给定音频正弦波信号的情况下，A类和B类放大器的理想输出级功耗(P(DISS))与AD1994 D类放大器的实测功耗(P(LOAD))，并绘制了输出到扬声器的功率(P(LOAD))。功率数归一化到功率水平P(LOAD)max，在该功率水平上，正弦被削去足以引起10%的总谐波失真(THD)。垂直线表示裁剪开始的P(LOAD)。

在广泛的负载范围内，特别是在高值和中等值时，功耗的显著差异是可见的。在削波开始时，D类输出级的耗散比B类少约2.5倍，比A类少27倍。注意，A类输出级消耗的功率比传递给扬声器的功率要多——这是使用大直流偏置电流的结果。

输出级功率效率Eff定义为

在削波开始时，A类放大器的Eff = 25%， B类放大器的Eff = 78.5%， D类放大器的Eff = 90%(见图5)。这些A类和B类放大器的最佳情况值经常在教科书中引用。

在中等功率水平下，功耗和效率的差异会扩大。这对音频来说很重要，因为嘈杂音乐的长期平均水平远低于瞬时峰值水平(接近P(LOAD) max)(根据音乐类型，按5到20倍计算)。因此，对于音频放大器，[P(LOAD) = 0.1 × P(LOAD) max]是评估P(DISS)的合理平均功率水平。在此水平下，D类输出级耗散比B类小9倍，比A类小107倍。

对于最大10 W P(LOAD)的音频放大器，平均1 W的P(LOAD)可以被认为是真实的听音水平。在这种情况下，D类输出级内部耗散282 mW, B类为2.53 W, a类为30.2 W。在这种情况下，D类效率从更高功率下的90%降至78%。但即使是78%也比B类和A类效率(分别为28%和3%)要好得多。

这些差异对系统设计有重要影响。对于1w以上的功率水平，线性输出级的过度耗散需要显著的冷却措施，以避免不可接受的加热-通常通过使用大块金属板作为散热器，或风扇在放大器上吹气。如果放大器作为集成电路实现，则可能需要笨重且昂贵的热增强封装来促进热传递。这些考虑对于平板电视之类的消费产品来说是很麻烦的，因为平板电视的空间是很宝贵的，而汽车音响的趋势是在固定的空间里塞满更高的频道数。

对于低于1w的功率水平，浪费的功率可能比产生热量更困难。如果由电池供电，线性输出级将比D类设计更快地消耗电池电量。在上面的例子中，D类输出级比B类少消耗2.8倍的电源电流，比a类少消耗23.6倍的电源电流，导致手机、pda、MP3播放器等产品中使用的电池寿命差异很大。

为简单起见，迄今为止的分析只集中在放大器的输出级上。然而，当考虑到放大器系统中的所有功耗来源时，在低输出功率水平下，线性放大器可以比D类放大器更有利。原因是产生和调制开关波形所需的功率在低电平时可能是显著的。因此，设计良好的低至中功率AB类放大器的全系统静态耗散可以使它们与D类放大器竞争。然而，对于更高的输出功率范围，D类功耗无疑是优越的。

D类放大器术语，差分放大器与单端放大器

图3显示了D类放大器中输出晶体管和LC滤波器的差分实现。这个h桥有两个半桥开关电路，为滤波器提供相反极性的脉冲，滤波器由两个电感、两个电容器和扬声器组成。每个半桥包含两个输出晶体管——一个高侧晶体管(MH)连接到正电源，一个低侧晶体管(ML)连接到负电源。这里的图表显示了高边p MOS晶体管。高侧MOS晶体管通常用于减小尺寸和电容，但需要特殊的栅极驱动技术来控制它们(进一步见1)。

全h桥电路通常从单电源(V(DD))运行，负电源端子(V(SS))使用接地。对于给定的V(DD)和V(SS)，电桥的差分特性意味着它可以提供单端实现的两倍输出信号和四倍输出功率。半桥电路可以由双极电源或单电源供电，但单电源版本在扬声器上施加潜在有害的直流偏置电压V(DD)/2，除非添加阻塞电容器。

半桥电路的电源电压母线可以通过来自LC滤波器的大电感电流“泵送”超过其标称值。通过在V(DD)和V(SS)之间增加大型去耦电容，可以限制泵送瞬态的dV/dt。全桥电路不会受到总线泵送的影响，因为流入其中一个半桥的电感电流会从另一个半桥流出，从而形成一个局部电流环路，对电源的干扰最小。

音频D类放大器设计中的因素

较低的功耗为音频应用使用D类提供了强大的动力，但对设计人员来说也存在重大挑战。这些包括:

• 输出晶体管尺寸的选择

• 输出级保护

• 音质

• 调制技术

• EMI

• LC滤波器设计

• 系统成本

输出晶体管尺寸的选择

输出晶体管尺寸的选择是为了在广泛的信号条件下优化功耗。为了保证在导通大I(DS)时V(DS)保持小，输出晶体管的导通电阻(R(on))必须很小(一般为0.1欧姆~ 0.2欧姆)。但这需要具有显著栅极电容(C(G))的大型晶体管。开关电容的栅极驱动电路消耗功率CV(2)f，其中C为电容，V为充电时的电压变化，f为开关频率。如果电容或频率过高，这种“开关损耗”就会过大，因此存在实际的上限。因此，晶体管尺寸的选择是最小化传导过程中的I(DS) × V(DS)损耗与最小化开关损耗之间的权衡。在高输出功率水平下，导电损耗将主导功耗和效率，而在低输出功率水平下，开关损耗将主导功耗。功率晶体管制造商试图最小化其器件的R(ON) × C(G)产品，以降低开关应用中的总体功耗，并提供灵活的开关频率选择。

保护输出级

必须保护输出阶段免受一些潜在危险情况的影响:

过热: D类的输出级功耗虽然低于线性放大器，但如果放大器被迫长时间提供非常高的功率，仍然会达到危及输出晶体管的水平。为了防止危险的过热，需要温度监测控制电路。在简单的保护方案中，当其温度(由片上传感器测量)超过热关闭安全阈值时，输出级被关闭，并保持关闭直到冷却下来。除了关于温度是否超过关机阈值的简单二进制指示外，传感器还可以提供额外的温度信息。通过测量温度，控制电路可以逐渐降低体积水平，减少功耗并保持温度在限制内，而不是在热关闭事件期间强迫可感知的沉默期。

输出晶体管电流过大如果输出级和扬声器端子正确连接，输出晶体管的低导通电阻不是问题，但如果这些节点无意中彼此短路，或与正极或负极电源短路，就会产生巨大的电流。如果不加以控制，这种电流会损坏晶体管或周围的电路。因此，需要电流感应输出-晶体管保护电路。在简单的保护方案中，如果输出电流超过安全阈值，则关闭输出级。在更复杂的方案中，电流传感器输出被反馈到放大器寻路器中，以将输出电流限制在最大安全水平，同时允许放大器连续运行而不关闭。在这些方案中，如果尝试的限制被证明无效，可以将关闭作为最后的手段。有效的限流器还可以使放大器在扬声器共振引起的瞬时大瞬态电流存在时保持安全运行。

欠压大多数开关输出级电路只有在正电源电压足够高时才能正常工作。如果存在欠压情况，即电源过低，则会导致问题。这个问题通常由欠压锁定电路来处理，它允许输出级只有在电源电压高于欠压锁定阈值时才工作。

输出晶体管导通定时: MH和ML输出级晶体管(图6)具有非常低的电阻。因此，重要的是要避免MH和ML同时打开的情况，因为这将通过晶体管从V(DD)到V(SS)产生低电阻路径和大穿透电流。在最好的情况下，晶体管会发热并浪费电力;在最坏的情况下，晶体管可能会损坏。晶体管的制造前断开控制通过在打开一个晶体管之前迫使两个晶体管关闭来防止穿透条件。两个晶体管关闭的时间间隔称为非重叠时间或死区时间。

音质

为了在D类放大器中获得良好的整体音质，必须解决几个问题。

点击和弹出当放大器打开或关闭时，这种情况会发生，这是非常烦人的。然而，不幸的是，它们很容易引入D类放大器，除非仔细注意调制器状态，输出级定时，以及放大器静音或非静音时的LC滤波器状态。

信噪比(SNR)：为了避免放大器噪声底产生可听的嘶嘶声，便携式应用的低功率放大器的信噪比通常应超过90 dB，中等功率设计的信噪比应超过100 dB，大功率设计的信噪比应超过110 dB。这对于各种放大器实现都是可以实现的，但是在放大器设计期间必须跟踪单个噪声源，以确保令人满意的整体信噪比。

变形机制:其中包括调制技术或调制器实现中的非线性，以及用于解决穿透电流问题的输出级的死区时间。

关于音频信号电平的信息通常在D类调制器输出脉冲的宽度中编码。增加死区时间以防止输出级穿透电流引入非线性时序误差，这会在扬声器处产生与理想脉冲宽度相关的时序误差成比例的失真。避免穿透的最短死区时间通常是最大限度地减少失真;关于优化开关输出级失真性能的详细设计方法，请参见附录2。

其他失真的来源包括:输出脉冲的上升和下降时间的不匹配，输出晶体管栅极驱动电路的时序特性的不匹配，以及LC低通滤波器组件的非线性。

电源抑制(PSR):在图2的电路中，电源噪声几乎直接耦合到扬声器上，抑制很小。这是因为输出级晶体管通过一个非常低的电阻将电源连接到低通滤波器。该滤波器拒绝高频噪声，但设计用于通过所有音频，包括噪声。有关电源噪声在单端和差动开关输出级电路中的影响的详细描述，请参阅参考文献3。

如果既不解决失真问题，也不解决电源问题，则很难实现优于10 dB的PSR或优于0.1%的总谐波失真(THD)。更糟糕的是，THD往往是听起来很糟糕的高阶类型。

幸运的是，这些问题都有很好的解决方案。使用高环路增益的反馈(如在许多线性放大器设计中所做的)帮助很大。LC滤波器输入的反馈将大大提高PSR并衰减所有非LC滤波器的失真机制。LC滤波器的非线性可以通过在反馈回路中加入扬声器来衰减。带有PSR &gt的发烧友级音质;60 dB和THD <在设计良好的闭环D类放大器中可以达到0.01%。

然而，反馈使放大器设计变得复杂，因为必须解决环路稳定性问题(对于高阶设计来说，这是一个重要的考虑因素)。此外，连续时间反馈对于捕获有关脉冲定时误差的重要信息是必要的，因此控制回路必须包含处理反馈信号的电路。在集成电路放大器实现中，这可能会增加芯片成本。

为了最小化集成电路成本，一些供应商倾向于最小化或消除电路内容。一些产品使用一个数字开环调制器，加上一个数字转换器来检测电源的变化，并调整调制器的行为来补偿，如进一步研究3中提出的那样。这可以提高PSR，但不会解决任何失真问题。其他数字调制器试图预先补偿预期的输出级定时误差，或纠正调制器的非理想性。这至少可以部分解决一些扭曲机制，但不是全部。这些类型的开环D类放大器可以处理相当宽松的音质要求的应用程序，但为了获得最佳音质，某种形式的反馈似乎是必要的。

调制技术

D类调制器有多种实现方式，并得到大量相关研究和知识产权的支持。本文将只介绍基本概念。

所有D类调制技术都将音频信号的信息编码成脉冲流。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度有关，脉冲的频谱包括所需的音频信号加上不需要的(但不可避免的)高频内容。所有方案的总积分高频功率大致相同，因为时域波形的总功率是相似的，并且根据Parseval定理，时域功率必须等于频域功率。然而，能量的分布变化很大:在一些方案中，在低噪声底上有高能量的音调，而在其他方案中，能量的形状使音调被消除，但噪声底更高。

最常用的调制技术是脉宽调制(PWM)。从概念上讲，PWM将输入音频信号与以固定载波频率运行的三角形或斜坡波形进行比较。这就产生了载波频率的脉冲流。在载波的每个周期内，PWM脉冲的占空比与音频信号的幅值成正比。在图7的示例中，音频输入和三角波都以0v为中心，因此对于0输入，输出脉冲的占空比为50%。对于大的正输入，它接近100%，对于大的负输入，它接近0%。如果音频幅度超过三角波的幅度，则发生全调制，脉冲序列停止切换，并且单个周期内的占空比为0%或100%。

PWM很有吸引力，因为它在几百千赫兹的PWM载波频率下允许100 db或更好的音频频带信噪比——低到足以限制输出级的开关损耗。此外，许多PWM调制器稳定到几乎100%调制，在概念上允许高输出功率到过长点。然而，PWM有几个问题:首先，在许多实现中，PWM过程固有地增加了失真(进一步参见第4章);其次，PWM载波频率的谐波产生AM或o波段内的EMI;最后，PWM脉冲宽度变得非常小，接近全调制。这在大多数开关输出级栅极驱动电路中造成了问题——由于其有限的驱动能力，它们不能以产生宽度为几纳秒的短脉冲所需的过高速度正常切换。因此，在基于pwm的放大器中，完全调制通常是无法实现的，这将最大可实现输出功率限制在小于理论最大值的范围内——理论最大值仅考虑电源电压、晶体管导通电阻和扬声器阻抗。

PWM的替代方案是脉冲密度调制(PDM)，其中给定时间窗内的脉冲数与输入音频信号的平均值成正比。单个脉冲宽度不能像PWM一样任意，而是“量化”到调制器时钟周期的倍数。1位西格马 - 得尔塔调制是PDM的一种形式。

西格马 - 得尔塔中的大部分高频能量分布在很宽的频率范围内，而不是像PWM那样集中在载波频率倍数的音调中，这使得西格马 - 得尔塔调制比PWM具有潜在的EMI优势。能量仍然存在于PDM采样时钟频率的图像中;但是典型的时钟频率从3 MHz到6 MHz，图像在音频频段之外，并且被LC低通滤波器强烈衰减。

西格马 - 得尔塔的另一个优点是最小脉冲宽度是一个采样时钟周期，即使在接近全调制的信号条件下也是如此。这简化了栅极驱动器设计，并允许安全运行到理论全功率。尽管如此，1位西格马 - 得尔塔调制并不经常用于D类放大器(进一步参见4)，因为传统的1位调制器只稳定到50%调制。此外，要获得足够的音频频带信噪比，至少需要64倍过采样，因此典型的输出数据速率至少为1 MHz，并且功率效率有限。

最近，自振荡放大器已经被开发出来，例如在进一步研究5中。这种类型的放大器总是包括一个反馈回路，环路的特性决定调制器的开关频率，而不是外部提供的时钟。高频能量的分布往往比PWM更均匀。由于反馈，优秀的音频质量是可能的，但是环路是自振荡的，所以很难与任何其他开关电路同步，或者在不首先将数字转换为数字的情况下连接到数字音频源。

全桥电路(图3)可以使用“三态”调制来降低差分EMI。常规差分操作时，半桥A的输出极性必须与半桥B的输出极性相反。只有两种差分工作状态:输出A高，输出B低;A低B高。然而，存在两个额外的共模状态，其中两个半桥输出都是相同的极性(都是高极性或都是低极性)。其中一种共模状态可以与差分状态结合使用，产生三态调制，其中LC滤波器的差分输入可以为正、0或负。0状态可以用来表示低功率水平，而不是像2状态方案那样在正、负状态之间切换。在0状态下，LC滤波器中很少发生差分活动，减少了差分EMI，尽管实际上增加了共模EMI。差分优势只适用于低功率水平，因为仍然必须使用正极和负极状态来向扬声器提供显著的功率。三态调制方案中变化的共模电压电平对闭环放大器的设计提出了挑战。

抑制电磁干扰

D类放大器输出的高频元件值得认真考虑。如果不能正确理解和管理，这些组件会产生大量的电磁干扰，并扰乱其他设备的运行。

有两种类型的电磁干扰值得关注:送入太空的信号和通过扬声器和供电线传导的信号。D类调制方案确定了传导和额定电磁干扰分量的基线频谱。然而，一些板级设计技术可用于减少D类放大器发出的EMI，尽管其基线频谱。

一个有用的原则是尽量减少携带高频电流的环路的面积，因为相关的电磁干扰强度与环路面积和环路与其他电路的接近程度有关。例如，整个LC滤波器(包括扬声器布线)应尽可能紧凑地布置，并保持靠近放大器。电流驱动和返回路径的走线应保持在一起，以尽量减少环路面积(使用双绞线扬声器线是有帮助的)。另一个需要关注的地方是在切换输出级晶体管的栅极电容时发生的大电荷瞬变。通常这种电荷来自储层电容，形成包含两个电容的电流回路。回路中瞬变的电磁干扰影响可以通过最小化回路面积来减小，这意味着将储层电容尽可能靠近它所充电的晶体管。

有时将射频扼流圈与放大器的电源串联起来是有帮助的。如果放置得当，它们可以将高频瞬态电流限制在放大器附近的局部环路中，而不是沿着电源导线进行长距离传导。

如果栅极驱动非重叠时间很长，来自扬声器或LC滤波器的感应电流会使输出级晶体管端子处的寄生二极管正向偏置。当非重叠时间结束时，二极管上的偏置由正向变为反向。在二极管完全关闭之前，大的反向恢复电流尖峰会流动，产生麻烦的电磁干扰源。这个问题可以通过保持非常短的非重叠时间来最小化(也建议最小化音频失真)。如果反向恢复行为仍然是不可接受的，肖特基二极管可以与晶体管的寄生二极管并联，以转移电流，防止寄生二极管永远打开。这很有帮助，因为肖特基二极管的金属-半导体结本质上不受反向恢复效应的影响。

带环形电感芯的LC滤波器可以最大限度地减少放大器电流产生的杂散场线。便宜的鼓芯产生的噪音可以通过屏蔽来减少，这是成本和EMI性能之间的一个很好的折衷——如果注意确保屏蔽不会不可接受地降低扬声器的电感线性度和音质。

LC滤波器设计

为了节省成本和电路板空间，大多数用于D类放大器的LC滤波器都是二阶低通设计。图3描述了二阶LC滤波器的差分版本。扬声器的作用是抑制电路固有的共振。虽然扬声器阻抗有时被近似为一个简单的电阻，但实际阻抗更复杂，可能包括重要的无功成分。为了在滤波器设计中获得最佳效果，应该始终寻求使用准确的扬声器模型。

一种常见的滤波器设计选择是以最低带宽为目标，使滤波器响应在感兴趣的最高音频处的下降最小化。一个典型的滤波器具有40khz巴特沃斯响应(以实现最大平坦的通带)，如果在高达20khz的频率下需要小于1db的下降。表中的标称分量值给出了常见扬声器阻抗和标准L和C值的近似巴特沃斯响应:

如果设计不包括扬声器的反馈，则扬声器的THD将对LC滤波器元件的线性度敏感。

电感设计因素:设计或选择电感器的重要因素包括磁芯的电流额定值和形状，以及绕组电阻。

额定电流:所选磁芯的额定电流应高于放大器的最高预期电流。原因是，如果电流超过额定电流阈值，并且磁通密度变得过高，许多电感磁芯将磁饱和，从而导致不必要的电感急剧降低。

电感是在铁芯上缠绕一根导线形成的。如果有很多匝数，则与总导线长度相关的电阻是显著的。由于这个电阻在半桥和扬声器之间串联，一些输出功率将在其中耗散。如果电阻过高，则使用较粗的导线或将铁芯更换为需要较少匝数的不同材料，以获得所需的电感。

最后，不应忘记，所使用的电感形式会影响EMI，如上所述。

系统成本

使用D类放大器的音频系统的总成本中有哪些重要因素?我们怎样才能把成本降到最低呢?

D类放大器的有源元件是开关输出级和调制器。这种电路的制造成本与线性放大器大致相同。真正的权衡发生在考虑系统的其他组件时。

D级的低耗散节省了散热器或风扇等冷却设备的成本(和空间)。D类集成电路放大器可以使用比线性放大器更小、更便宜的封装。当从数字音频源驱动时，线性放大器需要D/ a转换器(dac)将音频转换成形式。对于无输入的D类放大器也是如此，但数字输入类型有效地集成了DAC功能。

另一方面，D类的主要成本劣势是LC滤波器。这些元件——尤其是电感器——占用电路板空间，增加费用。在大功率放大器中，整体系统成本仍然具有竞争力，因为LC滤波器的成本被冷却设备的大量节省所抵消。但在成本敏感、低功耗的应用中，电感的费用变得非常昂贵。在极端情况下，如手机的廉价放大器，放大器IC可以比LC滤波器的总成本更便宜。此外，即使忽略货币成本，LC滤波器占用的电路板空间在小尺寸应用中也是一个问题。

为了解决这些问题，有时会完全消除LC滤波器，以创建无滤波器放大器。这节省了成本和空间，虽然失去了低通滤波的好处。如果没有滤波器，EMI和高频功率耗散会增加到令人无法接受的程度——除非扬声器是电感式的，并且保持非常靠近放大器，电流环面积最小，功率水平保持较低。虽然在手机等便携式应用中通常是可行的，但在家用音响等更高功率的系统中是不可行的。

另一种方法是尽量减少每个音频通道所需的LC滤波器组件的数量。这可以通过使用单端半桥输出级来实现，它只需要差分全桥电路所需l和c数量的一半。但是，如果半桥需要双极电源，那么产生负电源的相关费用可能会令人望而却步，除非为其他目的已经存在负电源，或者放大器有足够的音频通道，以摊销负电源的成本。或者，半桥可以由单个电源供电，但这会降低输出功率，并且通常需要一个大的直流阻塞电容器。

D类放大器

刚才讨论的所有设计挑战加起来会形成一个相当苛刻的项目。为了节省设计人员的时间，Devices提供各种D类放大器集成电路，包括可编程增益放大器，调制器和功率输出级。为了简化评估，每种放大器类型都有演示板，以简化评估。这些电路板的PCB布局和材料清单可作为可行的参考设计，帮助客户快速设计工作，具有成本效益的音频系统，而无需“重新发明轮子”来解决主要的D类放大器设计挑战。

以AD1990、AD1992和AD1994为例，这是一个双放大器ic系列，针对中等功率立体声或单声道应用，需要两个通道，每通道输出分别高达5、10和25 w。以下是这些集成电路的一些特性:

AD1994 D类音频功率放大器结合了两个可编程增益放大器、两个西格马 - 得尔塔调制器和两个功率输出级，可在家庭影院、汽车和PC音频应用中驱动全h桥系负载。它产生的开关波形可以驱动每个扬声器高达25 W的立体声扬声器，或单个扬声器达到50 W的单声道，效率为90%。其单端输入应用于可编程增益放大器(PGA)，增益可设置为0-，6-，12-和18 dB，以处理低电平信号。

该器件集成了防止输出级过热、过流和穿透电流等危险的保护。由于特殊的定时控制，软启动和直流偏移校准，与静音相关的点击和弹出声最小。规格包括0.001% THD, 105 dB动态范围和>60 dB PSR，使用开关输出级和优化输出级栅极驱动的连续时间反馈。它的1位sigma-delta调制器特别适用于D类应用，可实现500 kHz的平均数据频率，具有高达90%调制的高环路增益，以及完全调制的稳定性。独立调制器模式使其能够驱动外部场效应管以获得更高的输出功率。

它使用5v电源用于PGA、调制器和数字逻辑，并使用8v至20v的高压电源用于开关输出级。相关参考设计满足FCC B类EMI要求。当使用5v和12v电源驱动6欧姆负载时，AD1994静态功耗为487 mW, 2 × 1-W输出电平功耗为710 mW，下电模式功耗为0.27 mW。提供64引脚LFCSP封装，指定范围为-40°C至+85°C

有关D类放大器的更多技术信息，包括使用Blackfin处理器的实现，可以在进一步介绍部分找到。

致谢

作者要感谢Devices的Art Kalb和Rajeev Morajkar对本文的周到投入。

进一步说明

1. 国际整流器，应用说明AN-978，“高压浮动mos栅极驱动ic。”

2. Nyboe, F.等人，“D类放大器输出级开环失真的时域分析”，发表于AES第27届国际会议，哥本哈根，丹麦，2005年9月。

3. 张磊等，“噪声型D类放大器的实时电源补偿”，发表于第117届AES大会，旧金山，加州，2004年10月。

4. Nielsen, K.，“用于数字输入开关功率放大器的脉宽调制(PWM)方法的回顾和比较”，发表于1997年3月德国慕尼黑第102届AES大会。

5. Putzeys, B.，“具有全输出滤波器控制的简单自振荡D类放大器”，于2005年5月在第118届AES大会上发表。

6. Gaalaas, E.等，“集成立体声德尔塔-西格玛D类放大器”，IEEE J.固态电路，vol. 40, no。12十二月2005,pp. 2388-2397。关于AD199x调制器。

7. moro, P.等，“一种基于0.6 mm BCDMOS技术的20 w立体声D类音频输出级”，IEEE J.固态电路，vol. 39, no。2004年11月11日，第1948-1958页。关于AD199x开关输出级。

8. 带ADSP-BF535的PWM和d类放大器Blackfin 处理器，器件工程师对工程师说明EE-242。