当电源过压或欠压可能导致系统故障时，准确的电源监视器可以发出信号，使系统能够优雅地处理这种情况。

LTC2909是一种高度可定制的监测解决方案，具有可调的输入阈值，输入极性选择，多模式复位定时器和开漏RST输出。可调输入阈值允许用户为比较器设置任何跳闸阈值，仅受部件的精度限制，而不必从工厂设置的有限阈值集合中选择。

每个可调输入可以配置在任何极性，允许它监测负或正的电源电压欠压过压。极性选择是通过简单连接的el引脚控制-不需要外部组件。

多模定时器引脚可以配置多种方式，以适应各种各样的应用，允许完全控制复位超时，消除外部定时电容器，或去除超时。的RST引脚是一个开路漏极输出，它可以被拉到一个合适的电压为器件接收RST信号，独立于LTC2909的电源。输出可以与其他监视器或其他开漏逻辑连接或连接，允许任何一种条件发出复位。

所需的最小空间

图1显示了LTC2909是如何在只有几个元件的情况下监控24V欠压和过压的。通过适当的LTC2909连接，几乎可以监视任何系统中的任意两个复位条件。theLTC2909的小尺寸(可提供8引脚3mm ×2mm DFN和TSOT-23封装)使监控解决方案小巧，该部件的高精度使系统正常运行时间保持在高水平，而不牺牲可靠性。theLTC2909的单独V(CC)引脚包含一个分流稳压器，允许该部件从任何高可用性电源供电，甚至高压轨。此外，LTC2909的低静态电流消耗使其适合低功耗应用，如电池供电的手持设备。

任何极性，欠压或过压

电源监视器最常见的应用是确定正极电源何时低于供电设备正常运行所需的临界阈值。不太常见，但tc2909并不困难的是需要负电源监测的场景，或者确定电压何时超过某个值，超过该值可能会损害功能或供电设备损坏。

SEL三态输入引脚的连接决定每个ADJ输入比较器是否配置为正极性(输入必须高于阈值或)RST断言为低)或为负极性(输入必须低于阈值或RST是低断言)。配置为负极性的输入对于复位有用，当监测电压比它应该是更正(或更少负)。换句话说，负极性输入可以监控过压(OV)的正供电或欠压(UV)的负供电。类似地，当被监测电压比应有的更负(或更少正)时，正极性输入用于发出复位，因此它可以监测欠压的正电压或过压的负电压。通常，过压和欠压是指被监测电压的绝对值，因此-4.3V的-5V电源是欠压。

将SEL连接到地将两个可调输入配置为负极性。在这种模式下，该部件可以用作双负欠压监控器，也可以用作双正过压监控器。如果需要，它也可以作为一个负欠压监视器与一个正过压监视器。将SEL连接到V(CC)将两个输入配置为正极性，适用于双正欠压或双负过压监视器，以及带单负过压监视器的单正欠压监视器。最后，保留SEL引脚将ADJ1配置为正极性，将ADJ2配置为负极性。在这种配置中，该部件可以监控一个正电源和一个负电源，既用于欠压，也用于过压。它也可以作为一个窗口(欠压和过压)监视器为一个正或负电源。表1总结了这些极性选择和相应的应用。

可调输入

LTC2909输入是完全可调的，以实现最终的监控灵活性。每个ADJ引脚直接连接到比较器的高阻抗输入，其其他输入连接到内部500mv(标称)参考。设置阈值电压就像从电源连接一个电阻分压器一样简单，以便当监测的电源处于所需阈值时，ADJ输入为500mv。通过选择正确的外部电阻，可以将标称跳闸点设置为任何所需值。

正电源的典型电阻配置如图2所示。对于负电源，需要一些偏移以允许电阻分接点位于500mV。这个偏置由theLTC2909上的REF引脚提供，它提供了一个缓冲的1v参考(在工作温度和电源电压范围内具有1.5%的精度)。因此，负电源的典型分压器连接如图3所示。请注意，标称跳闸点低于500mV的正电源应被认为是“负”的监测目的(因为它们需要向上移位达到0.5V)。监测单个电源的UV和OV可以用三个电阻来完成，如图4所示为正电源，图5所示为负电源。

电阻器值的选择是由两个因素驱动的:标称跳闸点和电流消耗。特别地，R1的选择是由电流消耗驱动的，其他电阻与R1的比值决定了跳闸点。如果监测电压通常接近其标称跳闸阈值，则R1上的电压约为0.5V，因此电阻分压器消耗的电流约为0.5V/R1。基本上远离其阈值的供应导致当前消耗偏离上述估计的百分比与偏离阈值的百分比大致相同。

在大多数应用中，应尽量减少电流消耗。然而，随着电流的减小，分接点的漏电对监测精度的影响变得更加严重。泄漏电流由ADJ输入的驱动点阻抗得出，因此分数误差近似为:

根据经验，分压器中的电流应至少是预期漏电流的100倍，包括器件内部最大15na和任何外部漏电流源。

其余的电阻值由跳闸点的选择决定。由于ltc2909阈值的准确度保证超过工作温度和电源范围的1.5%，因此跳闸点通常应设置在超出被监测电源规定工作范围的1.5%之外。例如，5V±10%的电源应该有4.425V欠压跳闸点，而不是4.5V。请参阅侧栏中关于thresholdaccuracy的解释。

给定一个期望的跳闸点，以及如上所选的R1值，然后可以计算其余电阻的适当值。当监测一个单一故障条件下的正电源时，用户应该选择

同样，对于负电源(或跳闸电压低于0.5 V的正电源)，

注意，如果期望的跳闸电压在地下，则值V(trip)应该是负的。当只使用三个电阻器来监测UV和OV的单个电源时，情况稍微复杂一些。对于具有期望跳闸阈值V(trip (UV))和V(trip (OV))的正电源，适当的值为

最后，对于具有期望跳闸阈值V(trip (UV))和V(trip (OV))的负电源，适当的值为:

表2和表3显示了用于监测UV, OV或UV和OV的标准电源电压数的电阻器的建议值。表2给出了标称供应精度为5%(6.5%行程点)的值，表3给出了10%供应(11.5%行程点)的值。在表中，R1的值被选择为使用标准1%电阻值最小化阈值误差，同时保持分压器电流消耗接近5µA。

为什么阈值准确性很重要?

在被监视的系统中，有一些电压水平，超过这个电压水平，连接到电源总线的设备的正常功能就不能得到保证。理想情况下，这个电压是主管应该发出复位的电压，因为这保证了系统的正常功能，同时允许电源电压的最大允许变化。因此，在理想情况下，电源容差与总线上的设备所能容忍的容差一样宽松。

当然，任何真正的监督者的准确性都是有限的，这就收紧了制度约束。通常，监视器精度被指定为在保证阈值的标称跳闸点周围的百分比范围，例如±1.5%。当电源正常工作时，为了防止有害复位，电源公差和监视器精度带不应重叠。

例如，由1.5%精度监视器监控的指定公差为±5%的电源必须将其标称阈值设置为6.5%，以防止有害复位。在这个精度范围内，主管不能保证在电源达到监视器精度范围的另一端(8%)之前进行复位。因此，连接到电源的器件必须在至少8%的电源电压偏差下正常工作。如果这是不可能的，必须提供更严格的公差供应。相比之下，如果将1.5%精度的电源监视器替换为精度较低的2.5%设备，则必须将电源公差收紧到±3%，以保证相同的8%工作频带，从而使电源设计复杂化。

UVLO

LTC2909在V(CC)引脚上具有第三个高精度比较器，这使得该部件可以在某些应用中用作三电源监视器。V(CC)比较器的极性固定为正，因此比较器创建一个准确的euvlo。UVLO的阈值也是固定的，并且设置在部件号中规定的标称阈值电压以下11.5%。版本可用于标准逻辑电源:LTC2909-2.5 2.5V电源(2.175 v标称阈值)，ltc2909 -3.3 3.3V电源(2.921V标称阈值)，和LTC2909-5 5.0 v电源(4.425V标称阈值)。LTC2909-2.5推荐用于不希望监控V(CC)引脚的设计。然后，UVLO的功能仅仅是为了确保这一点RST不允许走高，而V(CC)电压太低，以保证适当的准确性的ADJ输入阈值。UVLO阈值的准确度与ADJ阈值相同:在工作温度范围内保证±1.5%。

故障的免疫力

一个被监控的电源通常有高频元件依赖于它的直流值。这些可能是由负载瞬态作用于非零输出阻抗(无论是由于供电线路阻抗还是调节带宽)，电源的输出纹波，附近高频信号的耦合或噪声引起的。理想情况下，电源监视器应该决定电源电压瞬态是否威胁到由该电压轨供电的任何设备的功能，并在(且仅当)发生这种情况时发出复位。不幸的是，一个真正的管理者不能使用无所不知的算法来知道到底是什么连接到总线上，或者这些设备如何响应电源瞬变。鉴于此，存在一些可能的方法，解决与供应瞬变有关的一些问题。这些技术侧重于消除由于使用简单比较器而导致的两种不希望出现的情况。

必须防止的一个不良影响是复位输出的快速切换(“抖振”)，由纹波、耦合或在接近阈值的电源电压上的噪声引起。一种常见的解决方案是在监视器阈值中添加迟滞，只要瞬态幅度小于迟滞量，就可以防止抖振。增加迟滞有效地降低了阈值精度，从而不必要地减少了系统的正常运行时间，或提高了系统对电源电压的要求。由于这个原因，LTC2909使用其他方法来防止抖振，并且没有阈值迟滞，除非部件配置在比较器模式下，否则它将比通常更容易受到抖振(如下所述)。

对抖振的主要防御是程序复位超时时间。如果在复位超时期间的任何时间供应变得无效，计时器立即归零，并从供应再次有效的时期开始再次计时。因此，当电源电压足够接近阈值时，电源瞬态幅值将电源带入无效区域，RST只要瞬变之间的时间小于重置超时，则保持低值。也就是说，复位超时可以防止频率大于1/t(RST)的瞬变在复位输出处引起不希望的切换。由于在比较器模式下超时失效，因此LTC2909在该模式下可以自由地抖动，因此在比较器阈值中添加了少量的单侧迟滞。有关迟滞行为的描述，请参阅下面的“超时控制”。

必须解决的另一个问题是确定哪些暂态会导致供电总线上的设备出现问题。通常可以假设这些器件可以在有效供电区域以外的短时间漂移中继续工作，特别是因为局部去耦电容器有助于防止器件出现这种瞬变。如果可能，在这些情况下，主管不应该发出重置。

例如，请考虑当系统启动连接到受监视的供电总线的硬盘时发生的情况。母线电压短暂下降，可能落在有效区域之外，然后近似地返回到其先前的值。这是正常的，预期的行为，并且连接到该总线的微处理器应该通过瞬态正常工作(否则系统无法安全地使用硬盘驱动器)。在这样一个瞬态期间，电源监视器不应该对微控制器进行复位。

为了解决这个问题，ltc2909在比较器输出上具有低通滤波，因此被监视电源上的短时间故障不会传递给控制逻辑。对于大多数系统，系统对故障的响应取决于故障中包含的能量，而不仅仅是故障的电压幅值。故障的持续时间也会影响能量，因此故障的概率随着故障持续时间的增加而增加。电源上20%的故障可能只能容忍100µs，而5%的故障可以容忍1ms)。LTC2909比较器上的滤波反映了这种趋势。图6显示了不导致tc2909发出重置的最大故障持续时间的典型曲线，以及故障进入无效区域的百分比。

其中一些问题可能会因电路板布局而加剧，因此在LTC2909附近的布局中采取一些注意也很重要。在使用负极比较器的应用中，电容耦合从RST如果负极性输入足够接近阈值，则负极性输入的输出可能导致该部分振荡约1/t(RST):电容耦合在该部分周围产生交流负反馈。为了防止这种振荡RST线路应远离相关的ADJ输入，并在可能的情况下远离相应的电源。负极性应用也可能振荡当RST驱动一个大负载，导致0.5 v内部基准地与监测电压地之间的电压差。有几个因素可以帮助消除这种振荡源。首先也是最重要的是，货币危机RST应尽可能保持在1迈以下。良好的接地练习也很重要。连接到地的输入电阻分压器应具有直接到GND引脚的开尔文感迹，并且从被监测电源地到GND引脚的路径应具有低阻抗(最好通过良好的接平面)。

超时控制

如上所述，LTC2909具有复位超时延迟，这有助于降低监视器对电源故障的灵敏度。为方便起见，可以通过三种不同的方式来控制这个重置超时。如果200ms的超时适用于应用(基于预期的噪声分布和系统时序规范)，则不需要外部组件来设置超时-只需将TMR插脚连接到地，LTC2909使用内部200ms延迟发生器。

对于需要超过200ms的时间间隔的应用，可以通过将TMRpin连接到接地电容来设置延迟，其中延迟设置为电容的约9ms % f。为保证定时精度，定时电容应选用低漏陶瓷型。泄漏电流超过500nA会严重损害定时器功能。例如，对于50ms延迟，定时器电容应为50/9 = 5.6nF。

图7显示了典型的超时时间作为TMR引脚上电容的函数。由于TMR引脚上的固有电容，在没有外部电容连接引脚的情况下，外部模式下可达到的最小超时时间约为400µs。最大超时限制为9秒(1µF电容器)的启动问题。假设定时器电容器在上电序列中最初放电，ltc2909最初看到TMR电压近地，因此在内部超时模式下工作。一旦该部件通电，一个2µa电流源开始在tmr引脚上拉起，向接地检测阈值(约250mV)充电定时器电容。如果所有三个电源输入(V(CC)和两个ADJinputs)都有效，并且在TMR电压达到接地检测阈值之前完成200ms内部超时时间，RST比预期的延迟要短得多。如果这种启动行为在给定系统中不是问题，则最大超时仅受泄漏电流低于500nA的大电容器的可用性的限制。

最后，在一些系统中，复位超时延迟是不可取的。例如，在用户不使用LTC2909的应用程序中可能会出现这种情况RST引脚作为系统复位线。如果用户将tmr引脚绑在V(CC)上，则LTC2909置于比较器模式。在comparatormode中，超时延迟被绕过，并且比较器输出直接连接到RSTdrivecircuitry。由于比较器中的故障抑制低通滤波器，从输入到输出仍然会有一些延迟RST输出，基于输入上的超速量。如图6所示，大型过载的传播延迟约为25µs。

在比较器模式下，由于复位超时已被删除，部件的故障和振荡抗扰性已降低。为了防止不必要的“喋喋不休”RST输出当输入电压非常接近阈值时，少量的单侧迟滞被添加到所有三个比较器。从有效到无效的转换不受影响的意义上说，滞后是“片面的”，但从无效到有效的阈值向有效区域移动了约0.7%。因此，对于ADJ输入，比较器模式下的阈值电压是SEL引脚状态的函数。标称值如表4所示。

并联调节器

在大多数系统中，可以将一个电源确定为具有最高可用性的电源，也就是说，该电源最有可能打开，第一个上电，最后一个关闭，并且很快。使用这种最高可用性的供应为供应管理器提供动力有许多优点。首先,RST下拉电路由部分电源供电。因此，首先提供零件供应有助于保证这一点RST由于下拉强度不足，永远不会浮得很高。相反，通过高可用性电源为部件供电有助于最大限度地延长系统的正常运行时间，因为LTC2909不会释放电流RST输出，除非该部分是正确供电。

在许多系统中的问题是，高可用性电源也是一个相对高的电压电源。例如，汽车系统中的最高可用性电源是12v(标称)电池电压，而在电信系统中可能是48v电源。大多数电源监控器需要一个外部电压调节器来从这些电源运行，但LTC2909通过将6.5V分流稳压器集成到V(CC)引脚中来节省组件。所需要的只是高压电源和V(CC)引脚之间的串联电阻。该方案允许LTC2909从任意高电压供电，仅受并联电阻功耗的限制。此外，V(CC)引脚可用于为其他低压部件供电，只要将其供电电流(应小于5mA)考虑到电阻器的选择。

分流调节电压名义上为6.5V，并保证在整个工作温度范围和广泛的分流电流范围内保持在6.0V至6.9V之间。选择并联稳压器驱动的串联电阻。分流稳压器偏置将通过流过电阻的电流量(基于其值和压降)来设置，减去该部分的供电电流，包括从REF引脚提取的任何负载，以及在V(CC)引脚利用6.5V电源的任何其他设备的负载电流。应选择串联电阻使分流稳压器偏置在50µA和10mA之间，理想情况下在1mA左右。

这些设计约束对串联电阻施加了以下限制。从该基准中提取的最大负载，加上连接到V(CC)引脚的其他设备所提取的最大负载，加上150µA，对于tc2909必须小于通过电阻的最小电流至少50µA:

这确保了分流稳压器的偏置电流至少为50µA。另一方面，基准上的最小负载加上其他设备在V(CC)上的最小负载必须小于通过电阻的最大电流，最多小于10mA:

这确保了稳压器永远不会分流超过10mA的电流。综上所述，串联电阻需要满足:

举个例子，考虑汽车电池的操作。对于本例的目的，电池电源的工作范围大约是10v到60V，我们可以假设用户的REF和外部电流使用的长度可以在0µA到100µA之间。R的最小值为54V/10mA = 5.4k，最大值为3.1V/400µA =7.75k。考虑到这些约束，6.8k的值可能是最优的。

上面的等式实际上过于严格了。在电源电压非常接近并联调节电压的情况下，可能不可能满足上述方程，因为最大允许值小于最小允许值。在这些情况下，只要V(CC)引脚不用于为其他设备供电，就可以假设最大允许值为1k，而不是上述公式预测的值。在某些情况下，分流稳压器不能满足V(CC)的需求(例如，那些具有非常大的可能供应范围的情况)。这些应用必须使用某种外部稳压器，当然，应该具有低于6V的调节电压。

最后要考虑的是串联电阻的功耗，这对于高压电源来说可能相当高。串联电阻的额定功率必须至少为

一个粗略的经验法则适用于许多应用(那些具有相当恒定的refcurrent draw，并且具有远高于6V的最小电源电压)，即电阻的额定值应该至少为每100伏最大电源0.1瓦，乘以最大与最小电源电压的比值。

回到上面的汽车电池的例子，6.8k电阻的功耗可能高达54(2)/6800 = 0.43W(经验法则将给出0.36W)，一个0.5W的电阻是最好的。当然，在现实中，电池不太可能保持60V足够长的时间来加热电阻器。如果我们采取更合理的直流最大值16V，电阻器只需要处理大约15mW。

应用程序

±12V紫外监视器，手动复位

图8显示了一个配置为欠压监视器的LTC2909，该系统具有±12V电源和1.8 v逻辑总线。该部分由高可用性12V电源通过串联降电阻(CC)供电。self的浮动条件为一个正UV和一个负UV设置极性。C(TMR)将复位超时设置为20ms，这样可以更快地从故障中恢复。最后，按钮允许用户驱动ADJ1到地，手动强制复位条件。按钮的释放是由LTC2909的复位超时释放的。如果人们接触按钮产生的静电是一个问题，与按钮串联的10k电阻限制流入LTC2909的电流，以防止损坏。

48V电信UV/OVMonitor与迟滞

电信电源规范通常要求在可接受的电压范围内有一定程度的迟滞。由于tc2909的阈值通常没有迟滞，因此迟滞必须从外部添加。图9显示了配置为uv和OV的48V标称供电总线的LTC2909监视器。NMOS器件降低了UV阈值(通过降低adj1的R2)，提高了OV阈值(通过降低ADJ2的R1)RST是很高的。一旦供应变好，这将扩大可接受的供应窗口。电阻器的选择使窗口在电源不在窗口时为43.3V-70.2V，在电源良好时为38.7 v - 71.6 v。由于该部分由48V总线供电，因此这些串联下降电阻需要是0.25W的器件，以处理总线过压时的功率耗散。

推荐的NMOS器件是FDG6301N，它将两种NMOS器件结合在一个SC70-6封装中。只要保证阈值电压远小于5V，漏源击穿大于10V，就可以使用其他器件。注意，如果RST输出端负载大电容，通过M1的闸极漏极电容的反馈会导致电路振荡，除非在M1的漏极上放置旁路电容。

汽车供应系统

图10显示了一个功能齐全的汽车电源系统中的三个ltc2909，除了欠压系统复位外，还提供过压、过流和过温保护。该系统采用LT1641-2热插拔控制器作为受控电子断路器。IRLZ34逻辑- nfet作为断开开关，the10毫欧检测电阻设置4.7A的电流限制。在过流故障后，LT1641-2在延迟160ms(由C(T)设置)后重新连接。

左边的两个ltc2909负责检测过压和过温情况。为了保证它们正常工作，它们必须从12v输入供电。V(CC)引脚绑在一起，电源电流流经一个下降电阻，因此电压倾向于在两个分流调节电压中较低的一个进行调节。

当任何电源电压过压，或温度传感器被加热到85°C以上，共享RST线路被两个ltc2909中的一个拉低。这将使theLT1641-2 ON输入低电平，断开电源开关。同时，电流通过Q2，导通Q1，触发2N6507SCR，从而撬锁系统的12v电源，消除过压情况。故障情况消失后，ltc2909在重新连接到12V输入之前应用200ms超时。

当三个电源中的任何一个欠压时，无论是由于输入电压不足，还是由于其中一个保护故障跳闸，第三个LTC2909用于向系统提供主复位。第三个监控功能由UVLO提供。

戴尔NTHS-1206N01 NTC热敏电阻，室温电阻100k用于检测温度，并且可以物理位置在任何需要温度监测的地方。热敏电阻构成从缓冲基准输出到地的电阻分压器的一部分。只要温度低于85℃，热敏电阻阻值大于r (REF)，因此ADJ1高于其阈值，且RST是允许走高的。如果温度升高，热敏电阻电阻降低，在adj1上拉下，并在其电阻等于或低于r (REF)时引起复位。

结论

LTC2909是一个真正的一刀切的电源监视器-一种简化设计和零件库存的方法。它提供了一个紧凑的解决方案来监控几乎任何故障条件下的任意两个电源，其中输入极性选择和缓冲参考输出允许监控OV条件和负电源。精密比较器，包括第三输入部分的v (CC)，增加了系统的可靠性。为了进一步简化设计，不需要调节电压- V(CC)上的内置并联稳压器允许从高压高可用性电源操作。LTC2909的精确模型包含在SwitcherCAD(可用)中，以帮助快速开发。