LTC6241双路和LTC6242四路CMOS运算放大器在噪声、速度、失调电压和失调漂移方面与双极运算放大器正面竞争，同时保持优异的低输入偏置和噪声电流。这些放大器参数的关键进步转化为更严格的系统规格，更低的复杂性，以及比以前的CMOS运算放大器更宽的电源电压工作范围。这些极低输入偏置电流运算放大器针对高阻抗换能器应用进行了优化，例如光电二极管跨阻放大器，TIAs，尽管它们也非常适合各种精密应用。

LTC6241和LTC6242没有采用复杂的封装后方案来降低失调电压，但它们的125µV失调电压和2.5µV/°C失调漂移是目前最好的CMOS放大器之一。18MHz的增益带宽和非常低的噪声进一步将它们与普通放大器区分开来。它们在3V和5V上完全指定，HV版本保证运行到±5.5V。电源电流消耗2.2mA/放大器最大。表1总结了这些运放的保守规格。

LTC6241可在SO8中使用，对于紧凑的设计，它被封装在微小的双细间距无引线(DFN)封装中。LTC6242有16引脚SSOP和5mm × 3mm DFN封装两种。

低1/f噪声CMOS ?噪声电流呢?

CMOS运算放大器历来具有比双极放大器高得多的1/f噪声。CMOS放大器的1/f噪声角高于几千赫兹是很常见的，但LTC6241的1/f噪声角仅为40Hz，可与最好的双极运放相媲美。这种极低的噪声在0.1Hz至10Hz的带宽下转换为仅550nV(P-P)，并且代表了非自动归零CMOS运放中最低的1/f噪声。

在I-to-V应用中，如光电二极管放大器，其中放大器反向工作，噪声电流在高频处占主导地位。CMOS运算放大器噪声电流有两个来源。第一个是通过栅源电容和栅漏电容的输入器件通道热噪声耦合。第二噪声电流来源于运放的输入电容，以及与输入换能器相关的电容。这个输入参考噪声电流(CV噪声)是由于放大器的噪声电压V(N)压在总输入电容C(T)上，导致一个2πfC(T)V(N)量级的电流流过反馈电阻。

制造CMOS或双极低噪声放大器的方法是使用大输入晶体管。问题是大的输入结构带来了高输入电容的负担。高输入电容增加高频噪声电流，同时降低整体运放速度。LTC6241的一个不寻常的特点是其低差分输入电容仅为0.5pF，这在I-to-V放大器设计中是一个主要优势。该输入电容比其它CMOS放大器低8 ~ 10倍。

结构简单，噪声低，直流精度高

图1是LTC6241一半的简化原理图，其中有一对低噪声输入晶体管M1和M2。一个简单的折叠级联码Q1, Q2和R1, R2允许输入级摆动到负轨，同时执行电平转换到差动驱动发电机。晶体管M1和M2以及电流源I1和I2已经进行了低噪声优化，消耗超过30%的芯片面积。低偏移是通过激光修整电阻R(T1)和R(T2)实现的。在封装组装过程中发生的应力对这种简单、稳定的结构影响最小，因此，没有必要采用复杂的封装后修整方案来调整失调电压和漂移。

LTC6241和LTC6242被故意设计为没有轨对轨输入级，以不影响其噪声规格。许多CMOS轨对轨输入放大器在共模电压在这个顶部侧过渡区域工作时显示出较大的失调移位和较高的噪声，限制了它们的实用性。

LTC6241和LTC6242在所有输入和输出上都有反向偏置ESD保护二极管，如图1所示。这些二极管保护放大器免受高达1.7kV的ESD冲击。在直流基础上没有电流流入栅极，但这些ESD保护二极管是数据表上指定的输入偏置电流的来源。这些二极管的漏电流大约每7°C翻一番，但在85°C环境下，输入电流通常保持在10pA以下。

电容器C1在不降低放大器增益带宽的情况下，降低了单位交叉频率，提高了频率稳定性。电容C(M)设置放大器的总增益带宽。差动驱动发电机向晶体管M3和M4提供信号，使输出从轨道到轨道摇摆。

图2显示了偏置电压和偏置电压漂移的分布。图3显示了输入偏置电流与共模电压的关系，以及噪声电压和电流谱。

应用程序

非反相积分器

积分器广泛应用于反馈控制系统和滤波器中。像LTC6241这样的CMOS输入放大器是此功能的首选，因为低输入偏置电流允许在给定的积分时间常数下使用大值电阻和小电容。最常见的积分器形式是逆变积分器，如图4所示。其传递函数为:

如果使用图4中的电路在反馈控制回路中不希望反转，设计人员必须添加另一个运放来再次反转。一个更简单的整体解决方案产生一个非反相积分器，只使用一个运放。图5显示了电路。

在低频时，R1·C1不会衰减，非反相积分函数由运算放大器增益及其反馈元件C2和R2提供。在更高的频率下，C2成为短路，因此运算放大器的增益为1，积分函数由R1和C1提供。如果时间常数是匹配的，积分器的一致性是很好的。配对并不容易。在大多数环路中，为了保证积分器的相位不超过90度，时间常数可以有意地偏斜，以便R1·C1 <R2·c2。有关使用非逆变积分器的特定闭环的示例，请参见LTC设计说明DN254。

压电加速度计:

逆变vs非逆变

图6和7显示了使用LTC6241放大电容传感器信号的两种不同方法。这两种情况下的传感器都是一个770pF的压电冲击传感器加速度计，在物理加速度下产生电荷。图6显示了经典的“电荷放大器”方法。运放处于反相配置中，因此传感器可以看到虚拟地。传感器产生的所有电荷都通过运放的动作传递到反馈电容。因为反馈电容比传感器小100倍，输出电压被迫达到传感器开路电压的100倍。因此，电路增益为100。

这种方法的好处是，电路的信号增益与传感器和放大器之间引入的任何电缆电容无关，因此对于电缆长度可能变化的远程加速度计来说，这是一个很好的解决方案。电路的困难在于小电容的增益设置不准确，以及由于偏置电阻工作到小反馈电容而导致的低频截止。

图7显示了一种非反相放大器方法。这种方法有很多优点。首先，增益是用电阻而不是小电容精确设定的。其次，低频截止是由工作在大770pF传感器中的偏置电阻决定的，而不是进入一个小的反馈电容，以获得更低的频率响应。第三，非反相拓扑可以并联和求和(如图所示)，以可伸缩地降低电压噪声。该电路的唯一缺点是输入端的寄生电容会略微降低增益。这种电路适用于寄生输入电容相对较小且不变的情况，如走线和电缆。

考虑使偏置电阻比带宽计算建议的要大。这实际上减少了低频的本底噪声。例如，为了在-3dB时支持低至10Hz的频率，偏置电阻将计算为:

在10Hz时，20M r电阻器将贡献580nV/√赫兹噪声，并且像信号一样下降3dB。使电阻器1G欧姆如图所示，其为4000nV/√赫兹电压噪声可有效衰减至80nV/√赫兹通过加速度计电容，而信号几乎不会衰减。信噪比轻松提高了7倍。

大面积光电二极管放大器

图8显示了LTC6241用作高电容大面积光电二极管的跨阻放大器。该电路在直流电处具有单位噪声增益，因此分辨率完全受噪声限制。带宽滚动是因为光电二极管阻抗随频率下降而提高有效增益(噪声增益)，这是运放所关注的。这严重限制了带宽并增加了输出噪声。在25kHz下测量电路-3dB带宽，在1.6µV/√下测量10kHz输出噪声密度赫兹。对于许多应用来说，这可能已经足够好了。如果还不够好，那就继续尝试。

前一种电路的主要问题是光电二极管的大电容。最好的办法是用低噪声JFET引导电容。图9显示了电路。低噪声JFET源从动器通过4.99k电阻向下运行约1mA，源位于离地约0.6V处。现在放置在光电二极管电容上的有效输入电压噪声为1nV/√赫兹而不是8nV/√赫兹运算放大器正在研究其自身的3pF输入电容加上2pF栅极漏极电容，再加上寄生。这比查看3000pF要好得多!

这种简单的改变产生了巨大的影响。补偿电容C(F)可以减小，带宽提高到220kHz(1.58µs上升时间)。10kHz时输出噪声密度降至221nV/√赫兹，如图10所示。由于不涉及JFET，直流性能保持优异;它只是为光电二极管提供了一个轻微的反向偏置

结论

LTC6241和LTC6242结合了最佳双极运放的低噪声、偏置和漂移，以及CMOS运放的低输入偏置和噪声电流。这些放大器的工作电压范围为2.7V至±5.5V，是快速、低噪声信号处理的一体化解决方案。