使用热电偶、霍尔效应传感器或精密光电二极管测量温度、位置或光线的应用可以受益于偏置电压小于100 μ V、输入偏置电流为皮安、热漂移小于1 μ V/°C的运放。满足这些严格要求的运算放大器已经有一段时间了，但它们往往采用相对较大的封装，不能在低电源电压下工作，有时会消耗毫安的电源电流。

LT6011双精密运放适合3 × 3mm(2) DFN封装，该封装非常小，甚至没有引线。LT6011还提供低电压、微功耗操作。一个四缸版本，LT6012，也可在SO-14和GN16封装。

如果运放的输出几乎不能从一轨到另一轨摆动，那么低压操作是无用的。许多老式运放如果从V(CC)或地驱动的输出小于1V，则会夹住。这在具有分裂±15V电源的系统中不是问题，但在具有单个2.7V电源的系统中(LT6011的最小值)，要求与任何导轨保持1V的距离，使传感器信号小于1V，严重降低了动态范围。LT6011允许输出从任何一个供电轨道摆动到40mV，使其在低供电电压应用中实用。

在便携式仪器、医疗应用或同时测量数百甚至数千个变量的复杂系统中，精密运放的功耗非常重要。这一点尤其如此，因为设计人员通常希望尽可能多地消耗传感器本身的可用功率，因为这往往会降低噪音。LT6011适合所有这些应用，因为每个放大器的电源电流小于150µA，而不是其他精密放大器的毫安级。此外，微功率运行具有明显的延长电池运行时间和减少系统散热的好处，从而简化系统设计，提高系统可靠性。

表演

表1显示了LT6011的精度规格。虽然输入失调电压是放大器精度的明显指标，但其他规格可能会影响应用的整体精度，因此，在选择精密运放时应考虑。LT6011经过精心设计，其低输入失调电压不会受到噪声，失调电流，温度漂移或共模电压的破坏。

LT6011的典型输入偏置漂移为0.2 μ V/°C，接近V(OS)/298°K，这是具有理想电阻性负载的双极差分对的理论最小值。为了实现这种低漂移，必须平衡所有内部基极电流。此外，LT6011 superbeta输入器件对封装应力特别不敏感。图1显示了LT6011放大器代表性样品的V(OS)漂移。

每当需要微伏级的直流输入精度时，低频噪声就会破坏电路。在低频，总噪声通常由过程相关的1/f噪声主导，通过查看高频噪声密度规格无法充分捕获。在0.1Hz至10Hz频段，LT6011的总输入噪声仅为0.4 μ V(P-P)(图2)。如果应用程序不将其滤除，则可以从14nV/√计算出较高的频率噪声赫兹白噪音密度。

输入偏置电流很容易与偏置电压一样重要，特别是当使用高阻抗传感器时，或者当需要大的反馈电阻来保持低功耗时。当总源阻抗为10k时，LT6011的最大输入偏置电流为300pA，误差仅为3µV。LT6011具有内部基极电流抵消功能，使正、负输入偏置电流不相关。因此，没有必要试图平衡输入阻抗。

为了更好地理解300pA电流有多低，考虑到草率的电路板设计很容易产生比300pA大得多的漏电流。例如，如果0V的输入走线(在PCB上)将在15V的电源走线旁边运行，那么即使寄生电阻10G欧姆也会导致额外的1500pA输入电流。

最后，为了在工作条件下保持输入精度，必须考虑共模电压、电源电压和输出摆幅的影响。将电源电压的任何变化除以PSRR来查看输入偏移量的变化。同样，用输入共模电压的变化除以CMRR。在5V电源下，107dB CMRR规格将2.8V 得尔塔V(CM)转换为12.5 μ V的偏移变化(最坏的情况下，温度过高)。当运放输出振荡时，从开环增益规格计算增益引起的输入误差。对于LT6011，最坏情况下的过温误差为12µV(在5V电源和2k负载下的3V振荡)。

应用程序

霍尔传感器放大器

图3的电路显示了LT6011作为低功率霍尔传感器放大器的应用。霍尔传感器的磁灵敏度与施加在其上的直流偏置电压成正比。当偏置电压为1V时，该霍尔传感器的灵敏度指定为4mV/mT的磁场。然而，在该直流偏置水平下，400欧姆电桥消耗2.5mA。降低偏置电压会降低功耗，但也会降低灵敏度。这就是精密微功率放大的美妙之处变得尤为明显。首先，让我们看看电路的操作。

LT1790 -1.25微功率基准提供稳定的参考电压。电阻阶梯7.87k:100k在7.87k上将其衰减到约90mV, LT1782起缓冲作用。当这90mV作为偏置通过霍尔桥时，电流仅为230µA。小于原值的1/10。(想象一下，如果你所有的电池都能比现在长10倍。)

但是，正如前面提到的，灵敏度现在也同样降低了，降至0.4mV/mT。恢复高输出电压的方法是用精密微功率放大器获得增益。LT6011配置为增益为100的差分增益块。如此高的增益，甚至更高的增益，使用LT6011是允许的和有利的，因为它具有卓越的精度和低输入漂移。该电路的输出灵敏度高达40mV/mT，总电源电流预算约为600µa。(在加州米尔皮塔斯，地球50µT的磁场与水平方向偏离约60度，导致电路输出2mV偏移。)

DAC I-to-V转换器

图4显示LT6011与LTC1592 16位DAC同时用作参考放大器和I-to-V转换器。虽然LT1881和LT1469等更快的放大器也适合与该DAC一起使用，但当功耗比速度更重要时，LT6011是理想的。根据代码的不同，该应用程序的总电源电流从1.6mA到4mA不等，并且几乎完全由DAC电阻和基准控制。

DAC本身仅由单个5V电源供电。LT6011的运算放大器B使用DAC的内部精密电阻R1和R2反相5V基准，从而为DAC提供负基准，允许双极输出极性。运算放大器A提供i - v转换并缓冲最终输出电压。I-to-V转换器功能所需的精度至关重要，因为DAC输出电阻网络显然非常依赖于代码，因此运放看到的噪声增益也依赖于代码。在这个函数中，一个不精确的运放将使它的输入误差与代码相比几乎被混乱地放大。

由于LT6011的输出摆动到任何一个供电轨的40mV范围内，放大器的供电电压只需要比期望的±5V DAC输出略宽。

电路的大信号时域响应如图5所示。

它是如何工作的

图6中的简化原理图显示了运放如何实现其精确输入性能和轨对轨输出能力。

整体架构具有三个增益级，提供非常高的开环电压增益1MV/V。差分对Q1和Q2与负载电阻R3和R4一起形成第一增益级。PNPs Q5和Q6以及电流镜Q9和Q10形成第二增益级。输出级被设计成能够同时输入和接收比级偏置电流大得多的电流。电流下沉器件NPN Q20由Q12直接驱动，而电流源器件PNP Q19通过移电平偏置网络Q13和Q14驱动。

移电平器的工作原理如下:流入二极管D3-D5的固定电流在Q13的基极处建立一个偏置电压。随着Q14的基数降低，Q13和Q14的V(BE)都增加。这增加了它们的电流，流经Q18/R6，并在Q19中镜像为源电流。由于只有集电极连接到输出端，仅40mV V(CE)饱和电压就限制了输出摆幅到任意一个供电轨。

输入器件Q1和Q2是超级晶体管。它们的轻掺杂基区导致电流增益超过1000。此外，已经很低的基极电流由基极电流抵消电路内部补偿。电流镜Q21用与输入设备完全相同的电流偏置Q11。Q17测量Q11的基极电流，并将相同的电流馈送回Q1和Q2的基极。由此产生的输入偏置电流仅受不匹配的限制，通常仅为20pA。

放大器的输入偏置电压是由于Q1/Q2和R3/R4失配造成的。这些内部负载电阻在工厂被修剪，以抵消总失调电压到小于60µV (a级)。通过第二阶段保持高度平衡，这实际上消除了二阶温度漂移的贡献。

结论

LT6011运放的轨对轨输出摆幅低至2.7V，功耗低至400 μ W，且封装小巧，使其成为低压、低功耗或空间受限应用的理想精密运放。