应用电路操作说明

图1显示了使用MAX8541电压模式控制器(U1)的2.5V, 20A隔离正向转换器的电路图。在启动时，V(CC)引脚的总电容通过MOSFET Q7和电阻R30和R22的并联组合从直流输入电压V(IN)充电。当V(CC)超过MAX8541的欠压闭锁阈值时，MAX8541进入软启动模式，并将逐渐增加占空比的脉冲施加到栅极驱动IC U8上。MOSFET Q1开始在电源变压器T1上切换输入直流电压，用于提供隔离并将输入直流电压降至所需水平。(电力变压器匝比的选择将在下一节讨论。)

由于驱动Q1的能量来自V(CC)处的电容，所以V(CC)电压下降。MAX8541欠压锁定特性的滞后允许这种情况发生。变压器T1偏置绕组上的脉冲经D1整流、调节后加到V(CC)引脚。整流和调节的偏置电路电压建立并防止V(CC)引脚低于欠压锁定阈值，并且初级侧控制继续从偏置绕组操作。MAX8515 IC U2配置为检测V(CC)引脚，并在略高于U1最坏情况启动电压的电压下关闭Q7。这样可以避免在Q7、r30和R22中产生不必要的功耗。

对于电力变压器T1，在Q1的“ON”时刻加在初级绕组上的伏秒数应与“OFF”时刻加在初级绕组上的伏秒数相平衡，以维持铁心磁通的工作点。这是通过采用D2和“退磁绕组”来实现的，其匝数与初级匝数相等，并与示意图中所示的极性相连。当Q1关断时，D2导通磁化电流，外加电压对退磁绕组的极性使磁化电流衰减为零。由于在ON和OFF时间期间施加的电压大小是相同的，因此ON时间等于磁化电流衰减到零并“重置”磁芯所需的时间。这将占空比限制在50%的最大值，超过该值将不会发生核心的适当复位，从而导致核心的饱和。

出现在T1初级端的高频开关波形由T1降压，并由同步整流器Q2、Q8、Q3和Q9整流。正向同步整流器Q2, Q8从T1的次级绕组自驱动。自由整流器Q3, Q9是由栅极驱动脉冲的一个反向的，适当延迟的版本驱动到Q1，使用变压器T2。Q5提供Q3, Q9的快速关闭。整流脉冲序列应用于输出L-C滤波器L1、C11、C12、C13和C26。L-C滤波器的输出电压是整流脉冲串的平均值。对于MAX8541实现的固定频率开关方案，输出电压与整流脉冲序列的“ON”时间成正比。反馈电路由U4 (LMX321)、U5 (LP2980)和U7 (MAX8515)组成，实现负载和直流输入电压变化时的输出电压调节功能。U4是一种低差线性稳压器，为次级侧反馈电路提供固定偏置。输出电压由电阻分压器R12、R11感测，并加到运算放大器U4的反相输入端。U7为U4的非反相引脚提供参考电压。在启动时，基准通过rc延迟(R36, C29)施加，以产生平滑的输出电压启动波形。参考电压和输出电压之间的误差驱动光耦合器U3的(引脚1、2)LED部分，该部分将误差信号耦合穿过隔离边界。光电晶体管(U3的引脚8,7)产生依赖于U3的电流传输比的电流，并调整U1的OPTO引脚的电压，以编程产生所需输出电压所需的占空比。通过电阻R8检测初级电流。U6 (MAX8515)为转换器提供输出过压保护功能。当输出电压超过2.87V时，U6的OUT引脚变低并驱动U3的(引脚3,4)LED部分打开Q4并关闭转换器。这将为转换器启动一个新的启动周期。

电源级元件设计“，

变压器的设计

一旦确定了给定功率输出、开关频率、磁通密度和温升所需的磁芯尺寸，就可以估计一次匝数与二次匝数的比。在典型应用电路中，由于采用变压器铁心复位方案，最大允许占空比为50%。因此主-次匝比
应按最低工作输入电压，如下所示:

其中V(OUT)是输出电压，V(DS)是同步整流器上的压降，D(MAX)是最大允许占空比(使用0.45作为安全余量)，V(IN MIN)是最小工作输入电压。在设计用于低电压、大电流电信输入电压范围的“砖块”的一次匝数时，假定二次匝数为1匝。这种方法尤其适用于为这些应用而设计的“板上铁芯”变压器。一次绕组与一次偏置绕组的匝数比为:

式中V(D)为穿过偏置绕组二极管的压降。在最小工作输入电压下，偏置电压应至少为9V才能为MAX8541供电，这是驱动电压和效率之间的良好权衡。

复位绕组的匝数应与初级绕组相同，但由于通过复位绕组的RMS电流非常小，因此可以使用小规线。

为了构造变压器，需要知道初级和次级绕组的均方根电流。这些内容如下。

其中I(OUT)为最大输出电流。一旦知道了上述参数，就可以进行变压器的设计了。将初级绕组和复位绕组紧密缠绕在一起有助于减少变压器每次复位时漏感造成的开关损耗。交错的初级和次级绕组有助于增加耦合和减少漏感。但是，如果变压器需要满足安全要求，则可能会增加成本。然而，在典型的应用电路中，使用的是标准的现成变压器。所选变压器的一次匝数与二次匝数之比ns/np为0.188。

输出电感选择

在确定最佳电感值时，必须检查几个参数。输入电压，输出电压，负载电流，开关频率和LIR。LIR是电感电流纹波与直流负载电流的比值。更高的LIR值允许更小的电感，但会导致更高的损耗和更高的输出纹波电流。在尺寸，效率和成本之间的一个很好的折衷是30%的LIR。一旦选定所有参数，则电感值确定如下:

式中，V(SEC)为规定最大纹波电压的变压器二次侧电压，f(S)为开关频率。选择一个接近计算值的标准值。对于应用电路，代入上述方程的值，并选择最近的标准电感，结果值为2.2µH。较低的电感值使尺寸和成本最小化，但由于较高的峰值电流，它们也会增加输出纹波并降低效率。另一方面，较高的电感值会提高效率，但最终由于导线的额外匝数而导致的电阻损耗将超过较低交流电流水平所带来的好处。对于任何面积有限的应用，寻找具有尽可能低直流电阻的低芯损耗电感。铁氧体铁芯通常是最好的选择。所选电感的饱和电流额定值必须超过预期的电感峰值电流(I(peak))。有关饱和电流额定值，请咨询电感制造商。确定I(PEAK)为:

式中V(SEC)为最大二次侧电压。

输出电容选择

在任何高频电源中，输出滤波电容器必须满足非常低的ESR和ESL要求。在300kHz频率，最有利的技术是陶瓷电容器和聚合物钽电容器(posaps)。输出电容的关键选择参数是电容、ESR、ESL和额定电压要求。可以注意到，电容、ESR和额定电压也与温度有关。这些参数影响DC-DC变换器的整体稳定性、输出纹波电压和瞬态响应。输出纹波的发生是由于存储在输出电容中的电荷的变化，电容器的ESR引起的电压下降，以及电容器的ESL引起的电压下降。计算由输出电容、ESR和ESL引起的输出电压纹波为:

其中，由输出电容、ESR和ESL引起的输出纹波为:

I(P-P)电感峰间电流为:

由上述方程估计的纹波电压三个分量的峰值不相相，因此不能进行代数相加。通常，其中一个纹波分量占主导地位，可用于初始电容选择。一般来说，纹波电流越小，输出电压纹波越小。由于电感纹波电流是电感值的一个因子，因此电感越大，输出电压纹波减小。负载瞬态响应取决于所选择的输出电容。在负载暂态期间，输出瞬间变化ESR × I(load)。在控制器做出响应之前，根据电感和输出电容的值，输出会进一步偏离。在短时间后，控制器通过调节输出电压回到其标称状态来响应。控制器的响应时间取决于闭环带宽。更高的带宽产生更快的响应时间，从而防止输出进一步偏离其调节值。对于应用电路，使用3 x 680µF, poscap，每个ESR为0.035欧姆。

输入电容选择

输入电容(C(IN))降低从电池或输入电源提取的电流峰值。在开关频率处，输入电容的阻抗应小于输入源的阻抗，以便高频开关电流由输入电容而不是源提供。输入电容必须满足开关电流施加的纹波电流要求(I(RMS))。非钽化学物质(陶瓷，铝或有机)是首选，因为它们能抵抗上电浪涌电流。I(RMS)的计算方法如下:

其中N为主匝数与次匝数之比。对于正激变换器，对于最大占空比小于0.5的设计，V(IN)为最小输入电压;对于最大占空比大于0.5的设计，V(IN)为占空比等于0.5时的输入电压值。选择比计算值具有更高纹波电流额定值的输入电容。对于应用电路，使用3 × 0.47µF/100V陶瓷帽。

初级MOSFET选择

MAX8541通常驱动n沟道MOSFET功率开关。最大漏极电压、最大R(DS(ON))和总栅极开关电荷是选择场效应管所涉及的参数。最大栅极开关电荷是定义功耗的一个重要因素，因为开关频率和总栅极电荷的乘积就是MAX8541控制器的电流消耗。R(DS(ON))是决定开关总传导功率损耗的参数，其选择取决于预期效率和冷却和安装方法。根据使用的变压器复位方案，最大漏极电压要求可能不同。对于应用电路中所示的正激变换器，采用了一种简单的基于退磁绕组的复位方案，其中MOSFET开关上的最大电压应力是最高输入电压的2倍。应使用200V的MOSFET。MOSFET还应该处理与正向拓扑相关的均方根电流。通过MOSFET的电流确定为:

对于期望的最大漏极电压(加上一些安全系数)，具有最低总栅极电荷和最低R(DS(ON))的MOSFET是最佳选择。封装的选择取决于应用、总功率和可用的冷却方法。对于应用电路，基于上述考虑，选择IRF640 MOSFET: 200V, 18Amps, R(DS(on)) = 0.18欧姆。

二次同步整流器的选择

典型的应用电路将同步整流器用于正向和次级侧的自由整流器。正向同步整流器由次级绕组自驱动，自由整流器由控制器IC产生信号的栅极驱动变压器驱动。同步整流器的额定电压等于最大次级电压加上由于漏感引起的尖峰余量。由于漏源极电压较低，这种拓扑结构中的开关损耗不是问题。对于同步整流器来说，功率耗散主要是由于导通损耗。功耗计算公式为:

，

对于自由整流器，和

，

用于正向同步整流器。选择具有R(DS(ON))的mosfet，以便在估计功耗下实现可接受的结温。请注意，同步整流器的最高结温取决于器件封装、布局和冷却方法实际实现的热阻。在应用电路中，2 × IRF7832 (30V, 20A, R(DS(ON)) = 4毫欧， Vgs = 10V) mosfet用于正向和自由同步整流器。

MAX8541控制器的元件值设计

OV阈值

MAX8541包括过压保护功能，当输入电压超过用户设置的阈值时关闭外部MOSFET。从系统输入端到地端连接一个电阻分压器，OV接在中心，设置过压保护跳闸点。OV的阈值电压为3.021V (type)。

，

式中V(OV)为OV阈值，V(IN(MAX))为过压跳闸点，R1为系统输入端到OV的电阻，R2为OV到GND的电阻。

紫外线阈值

MAX8541还包括一个欠压感测输入。IC保持外部MOSFET低，直到UV达到其阈值(1.25V型)。一旦达到阈值，电路进入软启动并使输出进入调节。从系统输入端到地端连接一个电阻分压器，中心为UV，设置欠压保护跳闸点。

，

其中V(UV)为UV阈值，V(IN(MIN))为欠压跳闸点，R1为系统输入端到UV的电阻，R2为从UV到地的电阻。

在应用电路中用于设置过压和欠压跳闸点的另一种方法如图2所示。使用36.5k欧姆作为底部电阻(R3)。R2和R1的计算公式如下:

式中V(IN(MIN))为欠压跳闸点，V(IN(MAX))为过压跳闸点，V(UV)为UV阈值(1.25V型)，V(OV)为OV阈值(3.021V型)。R1应由两个串联的等值电阻组成，以防止单点故障。

假设UV/OV下的1.250V缩放为48V母线的34.34V和24V母线的17.17V。

为得到表1所示的输入OVP和输入UVP跳闸点，由上述方程得到R1 = 965k欧姆， R2 = 402欧姆， R3 = 36.5k欧姆。

开关频率与同步

MAX8541振荡器工作在两种模式:独立或同步(同步)。一个单一的输入，FREQ/SYNC，加倍作为附着点的频率编程电阻和同步输入。模式识别是自动的，基于信号应用于FREQ/SYNC。在独立模式下，从FREQ/SYNC连接到GND的外部电阻设置工作频率。一个1.25V源在内部应用于FREQ/SYNC，振荡器频率与通过编程电阻从FREQ/SYNC输出的电流成正比。工作频率确定为:

MAX8541还与外部振荡器同步。驱动FREQ/SYNC的方波，其正脉冲宽度至少为200ns，最小脉冲幅度为3V加上外部二极管的V(F)。外部信号允许的最大占空比为55%。MAX8541同步到200kHz和1MHz之间的频率，但是，信号必须在外部电阻在FREQ/SYNC设置的频率的±30%以内。频率设置电阻R4从上面计算为32.4k欧姆。应用电路中指定的rc滤波器应跨R4连接，用于鼻部滤波。

最大占空比

设置最大占空比在最小系统输入电压(V(IN(MIN))连接一个电阻从MAXDTY到GND。最大占空比与紫外电压成反比。随着UV上电压的增加，占空比减小。在所有开关频率下，最大占空比内部限制为80%。MAXDTY电阻器确定为:

其中D确定为:

R(MAXDTY)的有效电阻值范围从24.3k欧姆到130k欧姆。对于应用电路，选择80.6k欧姆值将占空比限制在50%以内。

n沟道MOSFET驱动器

在低功耗应用中，DRV输出驱动n沟道MOSFET。在高功率应用中，MAX8541内部的栅极驱动器可能无法有效地驱动外部MOSFET，因此可能需要外部栅极驱动器。在这种情况下，将DRV连接到外部栅极驱动器的输入端。

电压斜坡设置

MAX8541是一种电压模式器件，需要一个电压斜坡来进行占空比控制。从PRAMP连接一个电阻到GND (R(PRAMP))来设置斜坡幅度V(M)。R(PRAMP)的值由下式确定:

，

R(PRAMP)在k欧姆中。斜坡电压的幅度与频率无关。R(PRAMP)取值范围为14k欧姆 ~ 42k欧姆。应用电路选择14k欧姆电阻器来设置最大可能的斜坡幅度为2.2V。

软启动

软启动功能允许使用MAX8541构建的转换器在可控软斜坡中向负载施加功率，从而减少启动浪涌和应力。当使用多个转换器时，它还决定上电顺序。在电源接通时，SS作为电流接收器放电连接到它的任何电容。一旦电压在V(CC)已经超过其锁止值，SS然后充电外部电容器(C(SS))允许变换器输出电压上升。全输出电压达到约440ms/µF。由于应用电路具有二级软启动电路，用于控制启动时的输出电压，因此SS延迟被设置为最小。使用1500pf电容器设置660µs的延迟。

限流

MAX8541可以实现两种类型的电流限制方案。它们是“打嗝模式”和“锁存模式”。CS信号通过主外部MOSFET在电流斜坡上提供反馈。CS上的电压由MAX8541监控。当CS处的电压大于ilm设置的阈值电压时，逐周限流特性缩短了外部MOSFET的导通时间。使用从REF到GND的电阻分压器设置电流限制阈值，并将ILIM连接到中心。电流限制阈值确定为:

其中V(REF)是5V基准，R26和R10是外部电阻。对于R16使用10k欧姆，并更改R26以更改阈值。对于应用电路，将R26调整为205k欧姆以将电流限制设置为满载电流的125%。要选择打嗝模式，将电容器连接到SKTON和SKTOFF以编程打嗝模式的接通和关闭时间。当检测到一个周期接一个周期的事件时，IC在SKTON对电容器充电。只要CS电压大于ilm阈值电压，电容器就会继续充电。一旦SKTON上的电压达到其阈值电压，MAX8541开始跳过开关周期，其时间由连接到SKTOFF的电容决定。一旦这个时间段过去，IC开始切换到连接到SKTON的电容设置的时间段。这个过程一直持续到输出短路或过载的情况被消除。若要选择锁存模式，则将SKTOFF与REF连接。在此模式下，如果硬短路或过载超过SKTON电容设定的时间，则输出锁存。要解除输出锁存，请切换低激活EN或将输入电源循环到V(CC)。应用电路选择打嗝模式。有关设置打嗝模式周期的详细信息，请参阅下面的SKTON和SKTOFF部分。

斯克顿和斯克托夫

电容C(SKTON)决定短路限流开始前允许的时间周期。一旦CS电压超过ilm阈值，SKTON上的电容器就开始充电。电容器继续充电，直到达到SKTON阈值电压或过流事件被移除。该功能允许在启动过程中使IC在线所需的更高电流。设置C(SKTON)，以便有足够的时间启动。SKTON所需的电容确定为:

C(SKTON) = t(ON)/10(3)

其中t(ON)的单位是ms, C(SKTON)的单位是µF。C(SKTON)的允许范围为100pF至0.01µF。

SKTOFF的电容决定了在过流事件期间外部MOSFET关断的时间周期。一旦超过SKTON时间周期，SKTOFF电容器就会充电。一旦V(SKTOFF)达到其阈值，IC开始再次切换。C(SKTOFF)确定为:

C(SKTOFF) = t(OFF)/10(3)

其中t(OFF)的单位是ms, C(SKTOFF)的单位是µF。C(SKTOFF)的允许范围为1000pF至1µF。对于应用电路，使用C(SKTON) = 0.0047µF和C(SKTOFF) = 0.068µF。

通过10k欧姆上拉电阻将V(SKTOFF)拉至V(REF)，以启用锁存关断功能。在这种模式下，一旦SKTON时间过去，IC就锁存。电路将保持关闭，直到低激活EN被切换，或输入电源被切换。

补偿

由于使用MAX8541电压模式控制器采用电压模式控制，正激变换器的功率级呈现双L-C滤波器极，以及由于输出电容的ESR而产生的零。补偿器设计的目标是实现-20dB/decade的单斜率，在交叉频率下相位裕度大于45度。为了实现良好的直流调节，高的低频增益是补偿器的另一个要求。为了实现这一点，补偿器应该有两个零点，一个极点和一个积分器。3型补偿器方案确实实现了这一点。对于应用电路中的正激变换器，开环增益由表达式给出:

式中C14 >>C15, G(OPTO)为光耦增益。

输出极和零点出现的频率确定为:

，

其中C14、C15、C24、R27、R28和R11为参考指示器，用于MAX8541典型应用电路。C(OUT)为总输出电容，R(ESR)为输出电容的ESR。补偿分量的计算方法如下:

首先，确定系统所需的带宽(f(BW))。带宽(交叉频率)将决定MAX8541对负载瞬变引起的输出变化的响应速度。应用电路选择5kHz的带宽。单位增益要求在f(BW)处。因此，T(s)在f(BW)处必须等于1。选择C14 = 0.047µF, s = 2TT×f(BW)，在回路增益T(s)方程中设回路增益为单位，确定R11。对于交叉频率的单个有源极，

，

其中n(P)为一次匝数，n(S)为二次匝数，G(OPTO)为所用光隔离器的增益。由上式得到R11的值为6.85k欧姆。使用6.81k欧姆，最接近的标准值。

将R27置零以抵消两个输出极中的一个。使用下式，R27 = 1.5k欧姆:

求解式(1)(2)，计算R28 = 3.75k欧姆。选择R28 = 3.9k欧姆。

可以用式(1)或式(2)求解C24的值，得到C24的值为4000pf。使用最接近的更高标准值4700pf。

设计C15的值，以便在补偿器中以一半的开关频率放置一个极，将增益滚降到开关频率处的一个小值。

C15的值为680 pf。上述方法虽然简单，但预测了较低的交叉频率，因为它假设控制器完全抵消了系统极点和零点。在实践中，希望将至少一个控制器零点置于低于输出lc滤波器双极的频率，以软化lc滤波器的180度突然相变。当这样做时，实际测量的交叉频率可能比期望的要高。当使用网络分析仪测量实际频率响应时，将R11的值更改为15K，以将交叉频率降低到所需值。同样，R28在测试期间更改为3k，以便允许ESR零提高相位，以考虑前面计算中未考虑的光耦合器相位滞后。补偿器的最终值为R11 = 15k欧姆， R27 = 1.5k欧姆， R28 = 3k欧姆， C14 = 0.047µF, C15 = 680pf和C24 = 4700pf。

输出过压保护

输出过压保护是通过使用MAX8515 (U6)作为比较器检测过压情况，通过光耦合器(U3)耦合故障信号，并拉下MAX8541的UV输入来实现的。MAX8541关闭驱动脉冲，并重复进行新的启动周期，直到过电压条件被消除。

布局的指导方针

所有承载脉冲电流的连接必须非常短，尽可能宽，并且在可能的情况下在它们后面有接地线。由于高频开关电源变换器中电流的高di/dt，这些连接的电感必须保持在绝对最小值。在原型开发过程中，多用途板，线包和类似的建设性做法不适合这些类型的电路;试图使用它们将会失败。相反，使用磨PC板与接地平面或等效技术。

在提出的任何布局中都必须分析电流回路，并将内部面积保持在最小以减少额定电磁干扰。在高频开关转换器所在的电路板区域中，不鼓励使用自动路由器生成PC板布局。设计师应该仔细检查布局。特别要注意接地连接。地面平面必须尽可能保持完整。转换器的电源部分的接平面应与逻辑接平面分开，除非在电源接平面的噪声最小的部分连接。电源线滤波电容和电源开关或电流感应电阻的接地回路必须紧密相连。所有的地面连接必须尽可能地像一个恒星系统。

热管理是另一个重要的问题，要考虑在转换器的设计，如上述。组件的温升是所使用的冷却方法和包装技术的一个强大功能。强制冷却绝对需要应用电路可靠地提供全功率。

MAX8541 EVKIT上的测量

本文介绍了在MAX8541评估套件上进行的一些重要测量。

它们是:

1. 转换器效率(图3)

2. 瞬态响应(图4)，以及

3. 利用MAX8541的ON/OFF特性，启动时的输出电压(图2)。

总结

本文讨论了采用MAX8541电压型控制器的2.5V, 20A变换器的设计，并给出了典型的应用电路及物料清单。在应用电路中演示了MAX8541中包含的网络和电信行业特别需要的功能。