为什么要控制元件温度

对于大多数电子系统，精度受到环境温度变化的影响。我们可以通过将关键部件的局部温度限制在一个狭窄的范围内来提高精度。这种方法的合适应用包括高性能晶体、表面声波(SAW)滤波器、光子放大器和激光二极管。

烤箱和冷却器

稳定组件温度的一种方法是将组件封装在固定温度的烤箱中。为了提供一定的调节余地，在所有条件下，所选温度都应高于环境温度。该方案被广泛使用，特别是在设计非常稳定的时钟，如烤箱控制晶体振荡器(ocxo)。

高温的使用有一些缺点。首先，性能可能会在几个方面略有下降，包括噪声系数、速度和使用寿命。其次，即使环境温度处于其范围的中间，调节器也会消耗加热功率。当环境温度处于其范围的下限时，需要两倍的功率。第三，达到稳定温度所需的时间可能相当长，特别是在可用电力有限的情况下。

热电冷却器(TEC)技术越来越受欢迎，因为它可以让您在工作温度范围的中间选择一个调节的温度值。TEC既可以作为热泵，也可以作为热发生器，这取决于电流的流向。有些系统仅使用tec的冷却特性(例如冰箱单元和功能强大的处理器的冷却)。其他应用采用两种热流模式(晶体振荡器和SAW滤波器)。为了缓解上述问题，通常将温度调节在其工作范围的中间。

这里描述的TEC温度控制器将激光二极管保持在0.1°C内。工作条件包括环境温度范围为-5°C至+70°C，激光二极管在其整个功率范围内工作，以及受纹波影响的低值(3.3V)电源。由于封装尺寸小，不允许大量的散热，所以电源效率应尽可能高。

许多应用的要求要低得多，因此阅读器可以根据需要自由修改和简化此温度调节器。

什么是TEC?

热电冷却器由多个半导体结组成，以电方式串联在两个板之间。这些板必须是热导体和绝缘体。陶瓷材料满足这一困难和控制的要求。一块板与环境温度热连接，另一块板与待调节温度的物体热连接。由于珀尔帖效应，通过结的电流在板之间产生温差，其极性和大小取决于电流的极性和大小。相对于环境温度，就可以加热或冷却物体。目前的技术允许温度差异高达84°C, casc布置可以产生更大的差异(图1)。

什么是NTC?

负温度系数(NTC)电阻器是一种温度敏感器件，其电阻随温度升高而降低。在可用的许多类型的NTC组件中，那些用陶瓷粉末工艺制造的组件在响应微小的温度变化时表现出最大的电阻变化。更重要的是，在适当老化后，一些陶瓷ntc在其使用寿命内提供0.05°C的稳定性。与其他温度传感器相比，陶瓷ntc的尺寸可以小得惊人。

用于恒温控制器，即使在今天非常低的电源电压下偏置，NTC也能提供高灵敏度(参见陶瓷NTC传感器的灵敏度部分)。由于放大器偏置的绝对误差在0.75mV偏置时接近0.03°C，而由于NTC自加热的误差在自由空气中为0.06°C。(如果传感器完全嵌入待测温度的材料中并被其包围，则误差仅为一半。)幸运的是，我们不关心绝对温度误差，而只关心这个误差在工作温度范围内的变化。这种变化通常比绝对误差小一个数量级。

监管策略

当受到热通量的影响时，大多数系统(即使是小系统)在温度开始稳定之前都会表现出令人印象深刻的延迟。达到给定温度梯度63.2%所需的时间称为热时间常数，其范围通常在5秒到200秒之间。因此，对于电子工程师来说，与温度调节器操作相关的时间常数似乎非常长。这里讨论的系统具有大约40s的热时间常数，与电源电压下可能出现的瞬态相比，这确实很慢。

为了响应电源电压的任何变化，该设计包括两个并行反馈路径(图2)。TEC的一个陶瓷板与感兴趣的对象(在这种情况下是激光二极管)密切热接触，另一个板允许热量传递到外部环境温度。这种传热应该尽可能畅通无阻，如果有必要(当遇到高功率水平时)，应该用鼓风机辅助。由于一定程度的连续热泄漏是不可避免的，因此需要相应数量的电力来补偿平衡状态下的泄漏。

为了尽量减少由于局部温度下降造成的误差，温度感测点应尽可能靠近对象(NTC的小占地面积非常方便)。测量温度和期望温度在惠斯通电桥内进行比较。放大器(A)不仅放大误差信号，而且还提供稳定外部闭环所需的频率相位和增益校正。在任何时刻，它向内环提供达到适当温度所需的TEC电流值。这个请求用一个非常慢的信号来表示，它不能对电源电压的快速变化做出反应。

内环调节进入TEC的电流，开关调节器是强制性的，以实现产生最小多余热量的高效转换。由于电流纹波超过3%会降低TEC的冷却效率，因此建议使用高开关频率以方便交流元件的滤波。频率越高，无源元件越小。内环带宽必须足够，以允许对纹波和电源瞬态的响应，抵抗正常滤波。下面的讨论详细介绍了控制器的每个功能块。

h桥

电源级必须能够为TEC提供两种极性的电流:一种用于冷却，另一种用于加热。对于单极性电源，这个目标是通过“H”桥来实现的。当h桥各支路的电压相等(大约在中电源电压)时，桥是平衡的，没有电流可以进入TEC。这个原理也适用于线性和开关h桥。

图3展示了PWM h桥的结构。桥的左腿由两个n沟道mosfet组成，由互补信号DH和DL驱动。为了在U1的上晶体管接通时提供足够的门幅，DH信号参考LX。此时DH比LX高约3V, LX切换到3.3V电源。因此，在其高状态下，DH信号幅度超过6V。

DL信号不需要这样的升压，在0V和3.3V之间切换。由于右腿的mosfet与左腿的相应mosfet以相反的相位驱动，因此DH信号现在驱动较低的晶体管Q2。DL信号没有升压到6V，因此没有办法使用n-MOSFET作为右上晶体管Q1。必须使用p通道晶体管，由与下部晶体管Q2相同的DH信号驱动。为了避免交叉导通的可能性，选择了下晶体管Q2 (Si2304)，因为它的阈值高(最小2.6V)，而上晶体管Q1 (Si2305)至少需要0.85V的栅极驱动才能导通。因此，当电源电压低于3.45V时，两个晶体管不能同时导电。DH信号被提升到6V，因此低晶体管Q2的高阈值不会造成任何损失。

MOSFET晶体管包含本构二极管，恢复时间过长会影响效率。为了防止这些二极管传导，在四个mosfet上增加了四个肖特基二极管(D1-D4)。小的0.5A封装就足够了，因为肖特基二极管只导电很短的时间间隔。

H桥的每侧驱动一个低通滤波器，该滤波器由一个10µH的电感和一个10µF的陶瓷电容器组成，该电容器为TEC供电。通过TEC补充10µF消除了差分模式下残余尖峰的可能性。没有必要把电感器做得太大。Sumida 型号CDRH6D28在6.7mm x 6.7mm和3mm厚的封装中提供10µH。插入20毫欧分流器用于测量TEC电流。粗滤波(7.5欧姆和1µF)通过消除很大一部分开关频率纹波来提供干净的20mV/ a信号。

信号被MAX4122放大器差分放大32倍。该放大器需要轨对轨输入能力，因为输入共模电压范围在地电压和电源电压之间。增加了1.1V的偏置以允许单极性电源。然后输出为零电流状态指示1.1V，并以每安培635mV的灵敏度偏离到任何一侧流入TEC。附加滤波消除了残留的高频纹波。

PWM控制器

稳压器的核心是PWM控制器(图4)。当与低阈值外部mosfet相关联时，该电路在低至3.15V的电源电压下工作得非常好。MAX1637虽然不是主要为双向电流调节而设计，但已为此目的进行了修改。它提供了两个互补的信号DH和DL，在这种情况下切换到200kHz。自动插入60ns死区时间以避免外部晶体管之间的交叉传导，但低电平SKIP引脚应连接到V(CC)，以确保DH和DL之间的互补性。

浮栅驱动器输出，DH，提供足够的电压，以饱和n通道上端器件。它由升压二极管D5偏置，当DL激活时，该二极管对1µF储层电容器(C1)充电。占空比不超过96%，所以C1一直处于充电状态。在另一个极端，占空比可以达到0%。电路利用这种不对称性，保留低占空比区域用于冷却，这需要最大的功率。

MAX1637是一种电流模式控制器，能够感应电流进入负载，但它的设计不接受本应用中存在的双向电流。因此，通过将引脚CSL和CSH连接到1%的内部参考参考REF来禁用此功能。该参考参考可以方便地使用，特别是当电压桥由更精确的源提供时。对于干净启动，低激活SHDN(关闭)引脚应由外部源驱动，或由复位电路(如MAX6326XR31)在本地生成。

MAX4250精密放大器执行节点求和功能。如果FB输入偏移超出其正常工作电压范围，MAX1637的欠压和过压保护将触发。电压范围由二极管D6和驱动FB节点的电阻网络进行裁剪。放大器“B”为内部回路引入了一个补偿极，100nF电容器确保在LC h桥滤波器引入过多相位滞后的频率之前获得单位增益。

桥式放大器

该功能由两个串联的精密放大器(每个MAX4250两个)实现，配置为反相模式。人们应该抵制把这些放大器放在同一个封装中的诱惑，因为它们很可能在高频下呈现高增益。它们之间应该保持适当的距离，以消除任何可能的耦合。(精度较低的控制器只需一个放大器就能轻松完成这项工作。)

图5给出了大多数情况下所需的补偿网络的概念。高精度温度调节器在高开环增益下工作以确保精度，但这种情况可能会影响稳定性。对闭环内每个极点的仔细评估必须包括影响极点的所有参数(组件值等)的最坏情况变化。在这种情况下，主导极(由系统的热质量引起)的时间常数约为40s±10s。下一个最高的极点是由NTC传感器引起的。根据型号的不同，NTC时间常数可以从100ms到3s不等。

这两个低通滤波器极点(占主导+ NTC)是串联的，如果不进行补偿，将明显损害闭环稳定性。第三个重要的极与本征回路的时间常数有关，它应该尽可能小，以获得良好的电源电压抑制。由于其他后续极(由于LC h桥滤波器和差分滤波器)的频率并不高，因此将外部环路的单位增益设置在第三极以下是明智的。实际的模型可能更加复杂，因为耦合可能发生在热压头内。一些耦合是不可避免的，因为没有办法隔离热块，因为我们做电阻电子路径。

以上解释了为什么针对你能想到的最困难的情况进行设计是明智的，然后在可能的情况下简化设计。可以提出一些建议。我们注意到R36选择了一个相当高的值，这确保了即使在高频下桥也不加载。电容器C32确保在非常低的频率下获得受欢迎的增益。然后选择电阻R38，使C32/R38极与40s热极重合。在最高工作温度下，C32必须具有非常高的绝缘电阻才能有效工作。

金属化聚酯(PET)电容器在+20℃时可以提供高达5000s的时间常数，但随着温度的升高，该值会迅速下降。聚萘甲酸乙二醇酯(PEN)是一种较好的高温材料。显然，在设计这种高阻抗元件的印刷电路时必须采取严格的预防措施。在高阻抗轨道之间提供较大的间隔，并添加绝缘层，如清漆，以防止可能的冷凝。

电桥由2.75V的精确参考电压提供，该电压也会对系统中的所有放大器产生偏置。MAX6012精度基准的温度系数最高可达20ppm/°C。对于每个温度误差，模块输出(1.1V标称)需要一些正或负电流。电阻分压器R43/R42可以通过为加热需求和冷却需求设置不同的最大限制来保护TEC。最小输出电压将接近于零(由于U4的轨对轨能力)，所示的电阻值产生2V左右的最大电压。电路灵敏度为635mV/ a，冷却时最大电流为1.65A，加热时最大电流为1.4A。

效率的结果

温度控制器与一个超小型模块内的等效1.5欧姆 TEC相关联。最大加热和冷却电流分别限制在1.6A和1.4A，对应于3.84W的可用冷却功率。为了在有限的可用空间内获得可接受的效率，已经做出了严重的妥协。组件高度不大于3.5mm。在8层印刷电路中，铜的厚度仅为17µm，具有相当的电阻性。此外，元件放置在阻塞区域迫使使用长而有损耗的连接。

尽管存在这些限制，该电路仍具有可观的效率(图6)。曲线为蓝色用于冷却，红色用于加热，黄色用于线性控制器。为了只考虑电效应，测量是用实际电阻1.71欧姆而不是TEC进行的。我们注意到开关模式(相对于线性)控制在整个电流范围内提供了更高的效率。因此，对于给定的输入功率水平(类似于加热)，交换模块能够提供更大的冷却或接受更高的环境温度。

用于冷却和加热的功率相似，但由于p沟道MOSFET Q1中的低R(DSON)，冷却效率有所提高(图3)。在0.8A和1.6A之间，效率几乎持平在84%，这意味着开关和偏置损耗很低，并且在该电流区域影响很小。在高电平电流下，控制器的等效输出电阻(约330毫欧)主要是由于印刷电路和连接器。

温度稳定性结果

该模块在-5°C至+70°C的范围内进行测试。由于激光二极管波长以已知和准确的方式对温度敏感，因此可以在工作温度范围内验证二极管温度在±0.1°C内的稳定性。

优化建议

在大电流下，印刷电路的走线占损耗的很大一部分。尽量使用厚度不小于35µm的铜层。此外，如果可能的话，使用多层创建并行轨道的大电流，并与大量的过孔连接姐妹轨道，以减少寄生电阻。对地面平面使用相同的技巧，这可以从使用未使用区域的所有可用层中受益。

最敏感的电路是桥式放大器。应避免因地平面电压下降而产生共模电压误差。在高电流水平下很容易积累毫伏误差:在1.6A时，误差应低于2.7mV(0.1°C)。提供一个大的铜表面来冷却MOSFET功率晶体管，因为它们的R(DSON)随着温度的升高而迅速增加。如果您可以允许4mm或更高的电感高度，Sumida CDRH6D38(与CDRH6D28相同的占地面积)可以节省约50毫欧的串联电阻。最后，使用强铁氧体头滤波来消除输入电源的反向污染。与传统电感的特性相反，磁头的损耗在直流时很低，但随频率的增加而增加。

陶瓷NTC传感器的灵敏度

惠斯通电桥很好地适应于恒温控制器，因为系统只试图保持两个支路电压之间的零误差(V(s))。如果误差信号V(s)由高增益和高输入阻抗的放大器处理，其偏置在整个温度范围内稳定，则几乎不需要考虑线性度，增益精度或电源电压(V(e))灵敏度。为了使电桥电阻与温度的相对变化相匹配，电桥偏置电压V(n)通常设置在V(e)/2附近。

尽管“Steinhart-Hart”方程预测NTC的行为具有极高的准确性，但在给定温度周围的微小变化更简单地由给定NTC的β(材料常数，单位均匀于°C)来建模。

假设R(0)是给定参考温度T(0)下的电阻，则在温度T下的NTC电阻R(T)可以由公式以可接受的精度推导出来

R(T) = R(0) exp[β(1/T - 1/T(0))]。

对它求导，我们得到

dR(T) = R(0) exp[β(1/T - 1/T(0))] × (-β/T²)dT，

结合前面两个结果，得到

dR(T)/R(T) = -β/T²dT。

惠斯通电桥在平衡附近运行，其中

R30 = R31 = R1, R32 = NTC = R(T)

微小的变化(dT)会产生R(T)的变化dR(T)，从而产生V(s)(图7):

V(S) = -V(e) × R1/(R1 + R(T))²dR(T)

结合方程1，我们得到

V(S)/dT = β/T²× V(e)[R1 R(T)/(R1 + R(T))²]

最后一项等于V(n) (V(e) - V(n))/V(e)所以

V(S)/dT = β/T²× V(n)(V(e) - V(n))/V(e)

最后一个方程表明，一旦选择V(e)和V(n)以及适当的NTC, Wheatstone电桥灵敏度就很容易推导出来。例如，考虑一个励磁电压V(e)为2.75V的电桥。为了消除与集成电容器充电相关的长延迟，选择V(n)等于MAX1637参考电压(1.1V)。NTC热敏电阻10k欧姆在25°C时，在+35°C环境(308K)下的β值为3892°C。因此，我们可以计算输入灵敏度V(s)/dT = 27mV/°C。

为了保证0.1°C的稳定性，电子器件必须表现出远小于2.7mV的失调变化，这很容易通过高性能放大器实现。例如，在-40°C至+85°C的温度范围内，MAX4250绝对偏置保证小于0.75mV。温度稳定性仅与偏置变化有关，在温度范围内通常为0.3 μ V/°C。对于±35°C的温度偏移，这意味着±10.5µV的变化，对应于±0.004°C的典型误差!

NTC的自热误差与其耗散常数(DC)有关。偏置在1.1V的NTC 10k欧姆将耗散约0.12mW。典型的直流电为2mW/°C(在自由空气中)，自热为0.06°C。但是，温度稳定性只有在施加的电压发生变化时才会受到关注，这在本应用中是不可能的。