如何利用MAX5900/MAX5901 -48V热插拔控制器配合外接电路

来源：analog 发布时间：2023-12-25

摘要： 如何利用MAX5900/MAX5901 -48V热插拔控制器配合外接电路，为电信系统设计完整的热插拔解决方案。

根据MAX5900 / MAX5901 -48V热插拔控制器选择合适的外部元件，为电信线路卡设计热插拔解决方案。该解决方案提供浪涌电流限制控制，抗输入电压瞬变和短路保护。

热插拔控制器提供限制浪涌电流的基本功能，减少对连接器的大电流应力，并消除卡插入热背板时的系统电源故障，但不提供大输入电压瞬态保护。本应用说明介绍如何选择热插拔控制器的外围元件，以确保在36V输入瞬变和输出短路情况下正常工作和电路存活。

图1说明了一个典型的电信系统配电配置。前端提供电磁干扰滤波、瞬态电压抑制和输入电压源连接。然后，条件电源被路由到安装线卡的背板插座。然而，电池替换的行为可能导致-48V总线上高达36V的步进。

图1所示典型的电信系统配电配置。

热插拔控制器本身具有限制插卡大电容在热插拔过程中的涌流充电、防止插卡安装时系统背板出现故障、减少连接器上的大电流应力等正常功能。许多热插拔控制器还包含断路器功能，在预设过载电流存在时启动。对于可能出现大阶跃输入电压瞬变的电信应用，当大阶跃输入对卡上电容产生电荷时，断路器功能会断开卡，因此断路器功能不能安全使用。

图2显示了一个简单的电信热插拔控制器电路，使用MAX5900NN在没有内部断路器的情况下提供正常的热插拔保护;它可以满足系统在输入电压正、负瞬变时的要求，并在输出短路时保护背板。当选择符合系统要求的MOSFET和卡上熔断器特性时，可以实现在大输入电压步长期间存在大电流大电容充电的情况下的连续工作，以及防止短路的背板保护。

图2 MAX5900NNEUT电信系统热插拔应用电路。

操作理论

卡插件

当卡在正常的热插拔操作期间插入背板时，控制器将电源开关Q1保持在OFF状态300ms，允许卡在电源施加到负载之前牢固地放置和连接器接触弹跳解决。在启动延迟之后，控制器逐渐打开Q1 ON，通过控制在DRAIN引脚检测到的输出电压上升速率(得尔塔V(OUT)/得尔塔t)来限制向CL充电的涌流。同时，激活低PGOOD状态输出信号保持以下DC/DC转换器OFF，以防止在浪涌阶段增加负载电流。因此，所述插卡所吸取的总涌流仅为充电所述负载电容器的条件涌流。得尔塔V(OUT)/得尔塔t被限制为10V/ms，因此浪涌电流被限制为

正(幅度)输入阶跃电压

一个正输入电压阶跃可能发生在雷击时、断电后恢复供电时，或者在电池更换过程中，当一个新电池插入背板上的电池几乎耗尽时。一旦启动阶段完成，没有断路器功能的热插拔控制器不再控制由于输入电压瞬变而产生的涌流。电池交换条件将最有可能导致最大的体积电容器充电电流，因为一个常见的电池交换测试条件是一个36V的步骤，突然增加V(IN)从-36V到-72V。此时，Q1应通过电容器充电电流而不持续损坏，但保险丝不应熔断。这说起来容易，但需要了解保险丝跳闸时间与电流和MOSFET瞬态热特性的关系，才能正确选择元件。有关如何实现此目标的详细信息，请参阅选择组件部分。由背板输入滤波器和瞬态抑制电路衰减的雷电干扰引起的短脉冲瞬变，预计在这方面比电池交换测试不那么严重。

负(幅值)输入阶跃电压

只要满足两个电源电压条件，MAX5900器件在存在负瞬变的情况下也能正常工作。输入电压不得低于其最小工作范围9V，输入电压不得低于编程的UVLO触发点超过20msec。应考虑两种暂态。一种是当热插拔控制不充分的卡插入后平面时引起的;另一种是由闪电引起的瞬变引起的。

插卡负瞬态电压只有几百毫伏或最多几伏特，因为背板阻抗支持冷插式连接，电压凹陷小。只要满足上面列出的两个电源电压条件，控制器的操作将不受这种暂态的影响。
雷电感应瞬态可以是正的、负的或振荡的，其波形持续时间从几到几十微秒不等，这取决于背板输入滤波器和瞬态抑制电路的有效性。相关的窄负瞬态可能会延伸到控制器的最小9V工作范围以下，从而导致瞬时掉差。如果这种情况是预期的，对图2虚线内电路的修改将足以使短脉冲(100毫秒)降至零伏。大的负脉冲存在时Q1和保险丝的生存条件与大的正脉冲存在时相似。有关更多信息，请参阅选择组件部分

第二个考虑因素是负输入电压瞬态导致负载电容通过Q1的R(DS(ON))放电到背板。反充电电流在Q1上产生电压降，可能使VEE端电压高于DRAIN 0.3V以上，从而使连接在源极和漏极之间的内部ESD二极管正向偏压。如果电路走线电阻、负载电容器ESR(1)以及电容器和电路ESL(2)可以忽略不计，那么当瞬态试图放电大容量电容器时，陡峭瞬态的几乎整个负峰值电压将出现在Q1中。即使寄生电路的电阻和电感是不可忽略的，它需要很少的额外负电压阶跃幅度来正向偏置ESD二极管。在电路中放置R3限制进入DRAIN引脚的电流，以在此瞬态期间保护MAX5900。建议取值为“1k欧姆 ~ 10k欧姆”。

输出短路

当输出短路时，在Q1漏极和源极之间施加全输入电压，电流受Q1的I(D(ON))限制。由于I(D(ON))至少会有几十安培，所以Q1的高功耗只能维持很短的时间，然后就会在短路状态下失效。同时，快烧保险丝F1有时间加热并在Q1短路时立即熔断。F1永久断开故障插件卡与系统的连接，防止灾难性的系统故障。当一个已经短路的(有缺陷的)卡被热插到背板上时，短路电流以提供系统保护的保险丝同样的方式受到限制。由于短卡可能被认为是消耗品，所以Q1故障并不重要。如果不能接受Q1故障，则必须选择Q1以允许在保险丝熔断期间存活。有关更多信息，请参阅选择组件部分。

选择组件

保险丝和Q1都应在正或负阶跃瞬态测试中完好无损，但保险丝(可能还有Q1)应在短路条件下迅速熔断。最初，MOSFET和熔断器的选择允许在正常工作负载条件下稳定和不间断地运行。然后必须考虑36V正电压阶跃试验条件或大负脉冲阶跃，最后考虑短路条件。选择过程可以用图2的2.5A满负荷运行示例来演示。

选择具有一定安全系数的保险丝，用于连续2.5A工作，但要考虑到正阶跃瞬变的额外安全系数。至少要用3A保险丝。暂定选用4A保险丝。
选择Q1，使其具有微不足道的满载压降V(DS(ON))和/或可接受且可持续的功率损耗PD。电压降出现在Q1的漏源电阻上，加上连接器和电路走线电阻上的额外电压降。假设电路走线的尺寸适合最小的降，并考虑Q1的I(D(ON))， r(DS(ON))和P(D)。I(D(ON))必须大于满载电流I(FL)，但当选择r(DS(ON))时，这一要求很容易满足。在这个例子中，P(D) = 1W是合理的。然后

Fairchild Semiconductor IRF530 160毫欧 I(D(ON))≈50A MOSFET符合选择标准。为了降低功耗，请选择r(DS(ON))较低的MOSFET，例如International Rectifier IRF530 90毫欧 MOSFET。两个表I(D(ON))≈50A。
计算36V步进暂态条件下电容器充电电流。最初，阶跃暂态表现为瞬态电压峰值横跨[R(DS(ON)) +熔断器电阻+ C(L)的ESR]的串联和加上瞬态源阻抗中存在的任何东西，以及走线，电容器和滤波器的ESL。ESL尤其能减缓急剧上升的波形。当我们只考虑已知的R(DS(ON)) (100毫欧-300毫欧取决于结温)，R(FUSE) (35毫欧典型来自制造商的数据表)和电容器ESR(≈40毫欧对于100 μ F低ESR品种)时，最坏情况就存在了。

但充电电流最初受到Q1的I(D(ON))≈50mA的限制，直到MOSFET脱离饱和并进入电阻区，此时电流呈指数衰减至零。
确定电流脉冲宽度，整个MOSFET的电压，以及MOSFET的峰值瞬态功率。施加的36V瞬态将分布在R(DS(ON))、R(FUSE)和电容器ESR上。

模拟在这里是有帮助的(见图3)，尽管我们的目的是可以接受的，假设一个三角形的功率脉冲与计算宽度。查看图3会发现，我们的简单计算非常接近模拟条件。对于得尔塔T，感兴趣的功率和脉冲宽度为(1/2)P(D(PK))。

图3 正线瞬态波形。
确定瞬态过程中MOSFET的温升。我们希望MOSFET在这个功率脉冲中存活下来而不会过热。因此，现在是时候检查来自Fairchild IRF530数据表的瞬态热阻曲线，如图4所示。在75µsec进入曲线
(7.5 x 10(-5))
在水平轴上，垂直上升与实体(单脉冲)线相交，我们在垂直轴上读取瞬态热阻为西塔(JC) = 0.05°C/W。我们计算结

这很容易在限制内，因为结温允许达到175°C。MOSFET肯定会在这个功率脉冲中存活下来。

图4 瞬态热阻，Fairchild IRF530(由Fairchild Semiconductor提供)。
选择一个保险丝，它将经受住这个<100µsec瞬态不吹气。要做到这一点，所选保险丝需要一个时间与电流的曲线。该曲线可从保险丝制造商处获得，并在图5中再现。左边曲线边界表示曲线左边的任何值都不会烧断保险丝。曲线的右边界表明曲线右边的任何值都必须熔断保险丝。曲线在水平轴附近和以下变成直线，因此可以外推到100µsec，以找到在安培下的最小和最大时间限制的电流乘法器。将曲线外推到100µs表明，在100µs下，熔断器在额定电流(88A)的22倍下不会熔断。我们还看到，熔断器在1msec内熔断至少需要7倍的额定电流(28A)，而在10msec内熔断保证达到10倍的额定电流(40A)。将曲线外推到100µs表明熔断器将在8msec内以12倍额定电流(48A)熔断，或在1msec内以40X (160A)熔断。所选4A保险丝是一个合适的选择，因为它可以在36V瞬态下安全运行，但会熔断;在I(D(ON))限制50A短路条件下8msec，或者在短路过程中如果Q1短路将在≤1msec内熔断，因此我们可以选择4A (88A/100µsec不熔断)保险丝，尽管我们尚未验证短路条件下的性能。
确定短路条件下的电流和MOSFET功耗。当热插拔电路输出C(L)处短路时，Q1电流仍按I(D(on))≈50A确定。短路将整个电源电压与熔断器电阻串联在MOSFET上。忽略保险丝电阻提供了最坏情况下的计算
P(d (sc)) = 48v × 50a = 2400w。
我们已经知道从步骤6，保险丝必须在48A在8ms。因此，我们很想知道Q1是否能在2400W下存活8msec。在8msec进入图4的曲线，我们发现单脉冲热阻为0.59°C/W。新的计算表明结温升为0.59°C/W × 2400W = 1440°C。即使保险丝应该在2毫秒(最小和最大曲线之间的中间)熔断，结温升将是851°C。这远远高于铝模具金属化的熔点，并且MOSFET将在2毫秒内被破坏。Q1会短路，保险丝会烧断。

图5 熔断器电流-时间特性(由Wickmann提供)。