• 第1部分

• 第2部分

• 第3部分

在第1部分中，我们以传输线的简要背景和射频功率增益定义的提醒开始了我们的讨论。接下来，在第2部分中，我们将使用散射参数(s参数)作为设计工具，通过检查稳定性(振荡倾向)，阻抗匹配和一般放大器设计，进入低噪声放大器的RF方面。第3部分通过展示应用程序示例来完成本系列。第一个演示了如何在最大可用增益条件下匹配LNA。第二种处理在期望水平上匹配恒定增益的LNA。第三个演习强调在稳定地区匹配潜在不稳定的LNA的重要性。

应用程序

为了支持LNA匹配理论与实际示例，我们首先转向MAX2720/MAX2721 PA驱动器(图1）. 这些是低成本，高性能，直接I/Q调制器，设计用于WCDMA和无线本地环路(WLL)系统。与采用双转换架构的器件相比，其直接上转换架构降低了系统成本、元件数量和电路板空间。

图1所示。MAX2721 PA驱动器的典型工作电路。

MAX2720和MAX2721包括一个I/Q调制器、一个可变增益放大器(VGA)和一个功率放大器(PA)驱动器。正交调制器接受差分基带I/Q信号，直接调制1.7GHz至2.1GHz范围(MAX2720)或2.1GHz至2.5GHz范围(MAX2721)的射频载波。第一个应用示例是在2.3GHz的最大可用增益条件下使用的MAX2721 PA驱动器。PA驱动程序必须在50欧姆终止之间运行。如第10章所述，这一要求意味着MAX2721的输入和输出匹配网络必须满足同时共轭匹配条件。MAX2721在2.3GHz时具有以下s参数(幅度/角度):

S(11) = 0.456/135.8°
S(21) = 3.176/80.4°
S(12) = 0.11/75.9°
S(22) = 0.051/-133.9°

只有在2.3GHz工作频率下无条件稳定，PA驱动器才能在最大可用增益模式下使用。在开始任何设计计算之前，首先使用公式7-8和7-9来检查稳定系数K是否大于1。中间值为:Magnitude| 得尔塔s | = | s (11) s (22) - s (21) s (12)| = 0.370角= -22.146°

使用中间值进行计算
= 1.326。

因为K大于1且|得尔塔S|小于1，所以PA驱动是无条件稳定的，我们可以继续。最大可用增益由式10-8给出:

如果设计规范要求最小增益大于11.185dB，则需要外部PA驱动器。我们认为11.185分贝足以达到我们的目的。下一步是找出共轭匹配所需的负载反射系数。

首先，必须找到两个中间量C(2)和B(2)。由式9-7，

C(2) =(0.051/-133.9°)-(0.456/-135.8°)°(0.370/-22.146)= 0.124/12.416°。

同样由式9-7，

B(2) = 1 +(0.051)(0.456)²²,²= 0.657(0.370)。

因此，负载反射系数的大小可以用公式9-12求出。因为B(2) >0时，可以在反射系数r CAL前加上负号:

荷载反射系数的角度等于C(2)角度的负值:

Γ(l) = 0.196/-12.416°

下一步是找出共轭匹配所需的源反射系数。首先，必须找到两个中间量C(1)和B(1)。由式9-4，

°C(1) =(0.456/135.8) -(0.051/133.9°)(0.370/-22.146°)= 0.439/136.805。

同样由式9-4可知，

B(1) = 1 +(0.456)²+²(0.051)-(0.370)²= 1.068。

因此，源反射系数的大小现在可以用公式9-13来求。因为B(1)比;0，反射系数中的r CAL前面可以加减号:

源反射系数的角度等于角C(1)的负值:

Γ(s) = 0.523/-136.805°

一旦知道了所需的Γ(S)和Γ(L)，剩下的就是用提供源和负载阻抗的组件围绕PA驱动器，这些组件“看起来”像Γ(S)和Γ(L)。输入匹配网络的设计见史密斯图图2． 设计的目的是迫使50欧姆源呈现0.523/-136.805°的反射系数。

图2。史密斯图说明了MAX2721 PA驱动器以最大可用增益工作所需的输入和输出阻抗匹配。

如图所示，Γ(S)用蓝色表示，直接从图表中读取所需的归一化的对应阻抗为Z(S) = 0.36 - J0.36欧姆。记住，阻抗是归一化的，因为图表已经归一化到50欧姆。实际阻抗由Γ(S)表示为50(0.36 - J0.36)欧姆 = 18 - J18欧姆。为了迫使50欧姆源显示为PA驱动器的18 - J18欧姆阻抗，我们只需添加一个分流器和一个串联无功元件，如图2中的图表所示。从源开始，我们有一个分流电感(L(1))，所以我们必须从导纳图开始。

从史密斯图上的零开始，这是归一化的1(1/50欧姆)源导纳，逆时针旋转，因为分流中的电感产生的负导纳的数量尚待确定。从图上的PA驱动器输入来看，终点必须位于常数r = 1的圆上，这样C(1)串行电容(在阻抗图中逆时针旋转)将在Γ(S)点结束。

Arc OC给出了并联电感L(1)的值。
弧C′Γ(S)给出了串行电容C(1)的值。

弧OC的实测值为1.2单位，故Z = 50/1.2 = 41.66欧姆。因此,L(1) = 41.66/欧姆 = 41.66/2πF = 41.66/2π(2.3 × 10(9)) = 2.88nH，四舍五入到3nH。弧C′Γ(S)的实测值为0.86单位，故Z = 50 × 0.86 = 43欧姆。因此,C(1) = 1/(43欧姆) = 1/(43 × 2πF) = 1/(43 × 2π× 2.3 × 10(9)) = 1.609pF，舍入到1.6pF。这就完成了输入匹配网络。

负载反射系数在史密斯图(图2)上以红色表示。从图中读取，它表示所需负载阻抗Z(L) = 50(01.47 - j0.13)欧姆 = 73.5 - J6.5欧姆。从负载出发，匹配网络设计如下:

在史密斯图上从零开始，这是归一化1(50欧姆)负载阻抗。逆时针旋转，因为串联电容C(2)暗示一个数量尚待确定的负电抗。终点必须位于常数r = 1的圆上，因此L(2)并联电感(导纳图逆时针旋转)在图上的A点结束。

弧OB'给出了串行电容C(2)的值。
电弧AB给出了并联电感L(2)的值。

弧OB′的实测值为0.7单位，故Z = 50 × 0.7 = 35欧姆。因此,C(2) = 1/(35欧姆) = 1/(35 × 2)πF) = 1/(35 × 2π× 2.3 × 10(9)) = 1.977pF，四舍五入到2pF。弧AB的实测值为0.4单位，故Z = 50/0.4 = 125欧姆。因此,L(2) = 125/欧姆 = 125/2πF = 125/(2π× 2.3 × 10(9)) = 8.649nH，四舍五入到8.2nH。

在MAX2721方框图上，请注意，接地和V(CC)和L(2)交界处之间的470pF电容器被认为是2.3GHz的短路。这样就完成了输出匹配网络。

固定增益的应用程序

第二个应用采用MAX2721 PA驱动器，在2.3GHz的8dB恒定期望增益条件下。PA驱动程序必须在50欧姆终止之间运行。如第11章所述，我们通过在史密斯图上定义一个恒增益圆来匹配PA驱动器的输入和输出阻抗。PA驱动无条件稳定，K = 1.326。

使用公式11-10并“按数字”进行，我们将圆心定位在一点上:

因此，中心位于0.085/-12.416°。

这个点现在可以在史密斯图上画出来。8db增益圆的r为:

R = 0.747。

史密斯图的构造见图3． 如果PA驱动器的输入阻抗是共轭匹配的，请注意，沿着这个圆的圆周的任何负载阻抗都会产生8dB的放大器增益。如问题说明所述，我们必须处理的实际负载阻抗是50欧姆。其归一化值如图3中Smith Chart原点(O点)所示。PA驱动器的输出网络必须将实际负载阻抗转换为落在恒增益圆上的值。

图3。史密斯图说明了MAX2721 PA驱动器在指定增益(本例中为8dB)下工作所需的输入和输出阻抗匹配。

有几种电路配置可以完成这项任务。为方便起见，我们选择配置Γ(l) = 0.68/+118°为负载反射系数(史密斯图上以红色显示)。从负载出发，

电弧A'B给出并联电感L(1)的值(导纳图逆时针方向)。
电弧OA给出串联电容C(1)的值(阻抗图逆时针方向)。

弧A′b的测量值为1.9单位，故Z = 50/1.9 = 26.31欧姆。因此,L(2) = 26.31/欧姆 = 26.31/(2πF) = 26.31/(2π× 2.3 × 10(9)) = 1.82nH，四舍五入到18nh。弧OA的实测值为0.8单位，故Z = 50 × 0.8 = 40欧姆。因此,C(2) = 1/(40 × 欧姆) = 1/(40 × 2πF) = 1/(40 × 2π× 2.3 × 10(9)) = 1.8pF，四舍五入到1.8pF

对于PA驱动器输入端的共轭匹配，Γ(L) = 0.68/+118°，所需的源反射系数必须如式9-1所示:

因此，源反射系数Γ(s)为0.319/-167°。

该点在图3中用Γ(s)表示。如问题说明所示，实际源阻抗为50欧姆。其归一化值表示为史密斯图原点(O点)，因此输入网络必须将O点的实际阻抗转换为Γ(s)点的期望阻抗。作为实践，这是用双元素设计完成的，如图所示。

弧Γ(s)C'给出串联电容C(1)的值(阻抗图逆时针方向)。
Arc OC给出并联电感L(1)的值(导纳图逆时针方向)。

弧Γ(s)C′的实测值为0.42单位，故Z = 50 × 0.42 = 21欧姆。因此,C(2) = 1/(21 × 欧姆) = 1/(21 × 2πF) = 1/(21 × 2π× 2.3 × 10(9)) = 3.29pF，舍入到3.3pF。弧OC的实测值为0.93单位，故Z = 50/0.93 = 53.8欧姆。因此,L(2) = 53.8/欧姆 = 53.8/(2πF) = 53.8/(2π× 2.3 × 10(9)) = 3.72nH，四舍五入到3.8nH

稳定性匹配

在第三个应用中，MAX2320 PCS-Band LNA (图4)在高增益、高线性工作模式下，以13.5dB增益工作，如MAX2320数据手册中所述。MAX2320(高性能硅锗(SiGe)接收器前端)是专用于双频三模CDMA/TDMA/GSM手机应用的6成员ic系列之一。这些器件在低电源电流下为低噪声和高线性设定了新标准。它们集成了多种功能，包括LO倍频器和分频器，双低噪声放大器(LNA)的增益设置，以及延长手机待机时间的低电流寻呼模式。

图4。MAX2320 pc -band LNA(接收器前端)的典型工作电路。

作为50欧姆终端，LNA输出由村田1960MHz±30MHz的带通滤波器(LFSN30N15C1960)加载。为了匹配LNA输入和输出，我们在史密斯图上定义了一个恒定增益圆(13.5dB)，如第11章所述。MAX2320在1.95GHz时具有以下s参数(幅度/角度):

S(11) = 0.43/-115°
S(21) = 3.82/84°
S(12) = 0.09/75°
S(22) = 0.673/-57°

我们将圆心定位在点上:

因此，中心位于0.633/+63°。

在史密斯图(图5)中，这个13.5 db增益圆的r为:

r = 0.5。

对MAX2320 PCS-Band LNA的稳定性因子K的计算表明，在K = 0.567得尔塔S = 0.167。因此，为了防止振荡，我们在选择器件的源阻抗和负载阻抗时必须非常谨慎。在史密斯图上寻找稳定的运行区域(图5)，我们必须绘制输入和输出稳定圈。因为|得尔塔S|小于|S(11)|或|S(22)|，所以稳定区域在输入和输出稳定圈之外。

图5。该max2320pcs LNA的输出匹配所需的13.5dB增益。

我们可能不为LNA选择的唯一负载阻抗位于输出稳定圈内。如果器件输入是共轭匹配的，并且共轭匹配所需的输入反射系数Γ(S)落在输入稳定圈之外，则位于13.5dB增益圈上的任何其他负载阻抗都将提供所需的增益。

我们选择负载反射系数Γ(L) = 0.6/18°作为13.5dB增益圆上的方便值。

弧线Γ(L)A给出并联电感L(2)的值(导纳图逆时针方向)。
弧B'O给出串联电容C(2)的值(在阻抗图中逆时针方向)。

弧Γ(L)A的实测值为0.56单位，故Z = 50/0.56 = 89.29欧姆。因此,L(2) = 89.29/欧姆 = 89.29/(2πF) = 89.29/ (2)π× 1.96 × 10(9)) = 7.25nH，四舍五入到7.2nH。弧B'O的测量值为1.7单位，故Z = 50 × 1.7 = 85欧姆。因此,C(2) = 1/(85 × 欧姆) = 1/(85 × 2πF) = 1/(85 × 2π/appnotes/1852× 1.96 × 10(9)) = 0.955pF，四舍五入到1pF。

使用公式9-1，计算共轭匹配所需的源反射系数Γ(S)，并将该点绘制在史密斯图(图6)：

源反射系数:Γ(S) = 0.521/+147.74°。注意Γ(S)落在输入稳定圈的稳定区域(图6)，因此表示LNA的稳定终止。

图6。该MAX2320 PCS LNA的输入匹配的期望增益为13.5dB。

在输入匹配计算中不考虑双工器和电感L(1)之间的6800pF高值电容，因为它只假设LNA输入具有直流阻塞功能。PCS双工器装有50欧姆天线，显示的50欧姆阻抗必须与LNA输入相匹配。

弧Γ(S)A给出串联电感L(1)的值(阻抗图中顺时针方向)。
电弧BO给出并联电容器C(1)的值(导纳图中顺时针方向)。

弧Γ(S)A的实测值为0.22单位，故Z = 50 × 0.22 = 11欧姆。因此,L(1) = 11/欧姆 = 11/(2πF) = 11/(2π× 1.96 × 10(9)) = 0.893nH，四舍五入到1h。弧BO的实测值为1.3单位，故1/Y = Z = 50/1.3 = 38.46欧姆。因此,C(1) = 1/(38.46 × 欧姆) = 1/(38.46 × 2πF) = 1/(38.46 × 2π× 1.96 × 10(9)) = 2.11pF，四舍五入到2.2pF。

参考
Bowick,克里斯。射频电路设计． 霍华德·w·山姆&;印第安纳州印第安纳波利斯西62街4300号有限公司(ITT的出版子公司)。