位于线路进入房屋处的气体放电管或碳块通常提供初级电压保护;但由于初级电压保护只限制电压浪涌至1000V峰值和电源线交叉至600V(RMS)，因此需要二级电压保护。二次电压保护提供额外的电压和电流限制，以防止损坏网络接口设备。

本应用说明提供DS2155单片机收发器二次保护的网络接口和电路设计的一般信息。这些设计旨在符合以下标准:

• UL 1950和UL 60950

• TIA / eia -是- 968

• Telcordia GR 1089-Core

• 国际电信联盟ITU-T K.20, K.21

纵向(共模)浪涌是从尖端到地或环到地，而金属(差分)浪涌类型是在尖端和环之间。纵向浪涌是由进入电缆导电屏蔽层的雷电电流在尖端和环形导体上形成的。金属浪涌是纵向浪涌的副产物，是由于线路上初级保护器或设备的运行不平衡而在尖端和环形导体之间形成的。

图1中的电路是T1/E1设备的传统接口，并说明了电阻如何分布在变压器周围。该模型将作为网络接口设计的基准电路。它包含额外的电阻器，这些电阻器在最终设计中不使用，但对于本文中介绍的许多概念都是必不可少的。

接收接口

接收器输入呈现高阻抗，需要很小的输入电流才能工作。它们设计用于在匹配负载下使用具有0欧姆串联电阻的1:1变压器恢复信号。接收电路中首要考虑的是传输线的准确端接。T1信号通过100欧姆平衡双绞线传输，E1信号通过75欧姆不平衡同轴电缆或120欧姆平衡双绞线传输。

终端网络中涉及的元件有R(PRX)电阻、R(R)电阻和变压器的匝比;规定接收变压器匝比为1:1,N = 1。如果R(PRX)为0欧姆，并且R(R)的电阻等于特征线阻抗的一半，则终端电路是理想的。如果R(PRX)电阻存在，它们形成分压器，R(R)必须调整。随着R(PRX)的电阻增大，R(R)的电阻减小。下式给出了如何计算适当终止的R(R)的示例:

Z(term) = r (prx) + 2r (r) / n (2)

替代:

Z(term) = 100欧姆， r (prx) = 0欧姆， n = 1∴100欧姆 = 2r (r)

解决:

R(R) . R(R) = 50欧姆

为了简化T1和E1接收端设计，D2155采用软件选择接收端。通过设计120欧姆端接接收电路，内部线路接口单元(LIU)可以选择性地给线路增加电阻，实现75欧姆或100欧姆的附加端接设置。LIU插入在RTIP和RRING引脚之间的内阻200欧姆或600欧姆。

当使用内部终端时，必须对传统网络接口进行更改。首先，任何限流电阻，包括R(P)和R(PRX)，必须从接收路径上移除。R(P)必须去掉，因为电阻器会干扰内部电路增加的额外电阻。必须去掉R(PRX)，因此75欧姆、100欧姆或120欧姆的并联电阻值由R(R)电阻和DS2155的内部电阻组合而成。其次，R(R)电阻必须设置为匹配120欧姆的线路终端。由于R(PRX)为0欧姆，因此R(R)的电阻等于60欧姆，为特征线阻抗的一半。

最后，由于电路中的电阻不再能够保护器件免受过流的影响，因此必须使用熔断器和电压抑制的组合。稍后将讨论这种类型电路的一个示例以及测试结果。

请注意: 0.1µF电容连接到电阻R(R)形成高频截止滤波器，提高抗噪性，不影响线路终端。

传送器接口

变送器输出驱动器呈现低阻抗，能够驱动足够的电流进入变压器的初级绕组，以产生所需的输出脉冲。发射机输出被设计成根据线路阻抗、工作电压、变压器线圈绕组、在线电阻和特定工作模式(即100欧姆 T1、75欧姆 E1或120欧姆 E1)将输出脉冲装入模板。与接收变压器不同，发送变压器的匝比与工作电压直接相关。DS2155工作电压为3.3V;因此，设变压器匝比为1:N，其中N = 2。

由于T1和E1的信号脉冲和对发射端接口的要求不同，发射电路的描述比接收电路更复杂。为了方便用户理解，将变送器接口描述分为两部分。第一部分包括T1发送器接口;第二节介绍E1发射机接口。

T1器件发射电路

器件T1部分的发射机输出被设计为在不同的线路长度的网络接口上产生正确的脉冲幅度。由于不同的线路长度会影响脉冲形状，所以这些部件具有可编程的输出电平。每个部件在数据表中都有一个发射机线路构建(LBO)表，该表显示了根据变压器匝比和线路长度选择的设置。在以下条件下，已知线路长度的默认T1脉冲产生:3.3V电源;R(ptx) = 0欧姆， R(t) = 0欧姆;以及匝比为1:2的传输变压器。

一个标称的0dB T1脉冲在100欧姆负载下为3V，在网络接口上为30mA时为3V。使用1:2变压器和0欧姆串联电阻的无保护电路必须在设备的输出引脚处产生3V × (1/2) = 1.5V脉冲。进入设备侧或变压器初级绕组的电流将为30mA × 2 = 60mA。

传统上，电阻R(PTX)或R(T)用于保护器件免受浪涌的影响。但是增加串联电阻会产生电压降，从而衰减输出信号脉冲。为了补偿信号损失，选择匝比大于1:2的变压器。这增加了从发射机输出的电流超过20%。因此，建议设计3.3V电路，串联电阻0欧姆，并采用其他元件进行过压保护。

下面的例子说明了如果有必要使用R(PTX)或R(T)来保护电路免受浪涌的影响，1:2变压器如何被1:2.42变压器取代。1:2.42变压器网侧或二次绕组电流脉冲不变，变压器一次绕组电流脉冲为30mA × 2.42 = 72.6mA。由于输出电压脉冲仍为1.5V，因此发射机看到的净阻抗(RL)将为1.5V / 72.6mA = 20.6欧姆，其描述如下:

R(l) = z (load) / n (2) + 2r (ptx) / n (2) + 2r (t)

替代:

R(l) = 20.6欧姆， z (load) = 100欧姆， n = 2.42

20.6欧姆 = 100欧姆 / 5.86 + 2r (ptx) / 5.86 + 2r (t)

简化:

3.5欧姆 = 2r (ptx) / 5.86 + 2r (t)

若R(PTX) = 0欧姆，则R(T) = 1.75欧姆，不足以显著减小电流。然而，如果R(T)为0欧姆， R(PTX)可高达10欧姆每个，并将为变压器提供限流保护。

E1设备发射电路

设备E1部分的发射机输出被设计为在不同的终端条件下在网络接口产生正确的脉冲。可编程输出电平确保在网络接口的脉冲幅度具有3.0V的峰值电压120欧姆终止或2.37V的75欧姆终止。与T1不同的是，E1应用可以在发射路径中有额外的电阻，以匹配源阻抗和特征线阻抗。测量源阻抗和线阻抗匹配程度的方法是回波损耗。更高的回波损耗会导致更大的线噪声衰减或在发射器输出中耦合的信号反射，其计算方法如下:

回波损耗(dB) = 20log(10) |Z(SOURCE) + Z(LOAD)| / |Z(SOURCE) - Z(LOAD)|

Z(LOAD) = 120欧姆或75欧姆 and Z(SOURCE) = 2R(PTX) + (2RT + 5) × N(2)

上面Z(SOURCE)方程中的常数5是发射机的内部阻抗。无保护且无高回损条件的网络接口的回损如下图所示。在示例电阻中，电源电压为3.3V, R(PTX)和R(T) = 0欧姆， TX变压器匝比为1:2，线路阻抗为75欧姆。

回波损耗(dB) = 20log(10) |Z(SOURCE) + Z(LOAD)| / |Z(SOURCE) - Z(LOAD)|

替代:

Z(LOAD) = 75欧姆，N = 2, R(PTX)， RT = 0欧姆

Return Loss = 20log(10) |5 × 22 + 75| / |5 × 22 - 75|

回波损耗= 20log(10) 1.73 = 4.7dB

在本例中，58%的噪声或反射信号可以耦合到发射机输出中。为了改善回波损耗，可以增大R(T)的值。将R(T)更改为6.2欧姆值会使回波损耗增加到28.5dB。这意味着不到4%的入站信号将被反射。因为任何串联电阻都会影响脉冲幅度，所以DS2155补偿特定的R(T)或R(PTX)值。在设计网络接口时，请使用DS2155数据表中的表1来选择适当的变压器和电阻。每个设置都是基于工作电压、变压器匝比和RT。

注:

(1)空单元格表示回波损耗小于21db。
(2)所示的R(T)值假设R(PTX) = 0欧姆。

为了简化E1电路的传输阻抗匹配设计，并允许T1电路利用这一特性，DS2155执行内部阻抗匹配。通过设计具有串联电阻0欧姆的发送接口电路，内部LIU可以选择性地添加电阻以匹配发送器输出到75欧姆， 100欧姆或120欧姆线阻抗。它通过在TTIP和TRING传输输出驱动器和设备上的相关引脚之间插入内阻来实现这一点。

当使用内部终端时，必须对传统网络接口进行更改。R(T)和R(PTX)阻值必须为0欧姆。如果这些电阻存在，外部和内部电阻的组合将导致阻抗失配。最终的结果将是一个降级的发射信号脉冲，这将不满足脉冲掩码的要求。

熔断器和电压抑制的组合必须用于保护设备在电流电阻移除时免受危险瞬态条件的影响。下一节将讨论这种类型电路的一个示例以及测试结果。

电压抑制保护电路

以下二级电压保护示例提供金属和纵向浪涌以及电源线交叉的抗扰度。与传统的保护电路相比，图2和图3中的设计有几个优点。由于设计中使用的所有组件都是表面安装的，因此它们减少了组件使用的表面积。这些元件允许低电压运行，同时保持与传统电路相同的保护水平。这些电路允许在DS2155中使用新的接收端，软件选择终端和发送端线阻抗匹配功能。图2是客户端设备中常见的金属浪涌抑制电路的示例。由于客户端设备不必向线路提供单工电源，因此该电路具有元件数量较少和成本降低的优点。图3是一个纵向浪涌抑制电路的例子，通常在中央办公设备中发现。中央办公设备向线路中继器提供单路电源或虚电源是很常见的。这是通过向发送和接收变压器的网络侧中心抽头施加电压来完成的。因为这种电源连接本质上是纵向的，所以有必要确保当这种电压存在时保护电路不会激活。

用于保护的三个主要部件是保险丝、晶闸管和肖特基二极管器件。熔断器保护变压器不受大电流情况的影响，如电源线交叉。将保险丝的额定电流设置为与变压器的最大功耗相匹配。对于不同的电压和电流浪涌型号，典型的熔断器的额定浪涌电流大于50A。如果浪涌额定电流小于100A，则需要一个限流串联电阻。一种保险丝通过许多不同的浪涌模型，不需要限流电阻是Teccor F1250T TeleLink保险丝。晶闸管是一种固态撬棍器件，当器件两端的电压超过开关电压时，其从开路状态变为短路状态。晶闸管将保持在短路状态，直到流过器件的电流低于设定保持电流。在短路状态下，过量电流在两条传输线之间或传输线与地之间布线，从而阻止其损坏半导体器件。肖特基二极管是一种正向偏置下电流大、反向偏置下电流小的整流器件。由于肖特基二极管具有比器件内部二极管更低的正向偏置，任何通常流过器件的多余电流现在都将流过肖特基二极管。

注:

(1)从变压器到网络接口的布局至关重要。走线宽度至少为20mils，与其他线路之间至少间隔150mils。这部分电路下面的区域不应包含电源平面。
(2)一些T1(不在E1)应用从R(X)/T(X)变压器的网络侧中心抽头输入或接收电源。

激增的结果

为了满足上述规格，必须在尖端、环和接地导体之间施加各种电流和电压浪涌脉冲。具体的电路应用将决定必须对电路施加哪些浪涌才能通过规范。所有的浪涌都有三个特征:电压、电流和时间。提及一个特定的浪涌最常见的方式是通过时间，这是在浪涌的上升和衰减表示。浪涌呈双指数，也就是说它呈指数上升和衰减。上升时间测量为浪涌达到额定峰值电流所需的时间，而衰减时间测量为浪涌达到额定峰值电流50%的时间。一些更常见的浪涌是2 × 10µs, 10 × 160µs, 10 × 560µs和10 × 1000µs。虽然还有其他浪涌组合，但其中许多都符合这四种浪涌的模板。在这种情况下，如果电路通过具有较大模板的浪涌，理论上它将通过该模板内的任何浪涌。

在测试电路设计时，决定10 × 1000µs浪涌将足以表明电路是否可靠地通过并符合各种标准。这样做是由于时间的考虑和浪涌发生器的有限可用性。单独的10 × 1000µs浪涌同时施加到尖端和环导体，峰值电流为100A，峰值电压为1000V。

图4和图5是在将浪涌脉冲应用到网络接口电路之前所拍摄的。为了准确地显示脉冲的上升和衰减，一个100倍电流探头测量了浪涌发生器对地的输出。图4为浪涌脉冲上升时间，空载时略长于10µs;当发电机输出负载时，脉冲上升时间正好为10µs。图5显示了衰减时间，大约为1000µs。

图6和图7是将浪涌脉冲应用于网络接口电路时的情况。在两幅图像中，迹线1是用100倍电流探头从浪涌发生器输出到尖端连接器测量的浪涌。由于尖端和环上的浪涌是相同的，并且浪涌保护是对称的，因此只需要显示其中一个连接器上的浪涌。迹线2是用1x电压探头从浪涌发生器输出到尖端连接器测量的浪涌。

图6显示浪涌脉冲被箝位到最大178V，平均45V。还有一个轻微的负向脉冲，这是浪涌发生器的副产品。测量中的剩余45V是由扼流圈的电感和流过它的大电流引起的。虽然没有显示，但变压器上产生的浪涌最大为178V，长度刚刚超过6µs。这个浪涌中包含的能量与在尖端和环脚处的原始浪涌相比是非常小的。图7是相同的浪涌，但显示了电压箝位的速度和浪涌的衰减。

设计电信设备的主要目标之一是使设备在雷击或电源交叉后保持工作状态。本文中介绍的电路将允许电信设计通过甚至最严格的遵从性标准。最终的结果将是设备更稳定，需要更少的现场维修，从而提高客户满意度。