现代高分辨率数字转换器(ADC)通常需要输入缓冲放大器(ADC驱动器)，因为它们通常向驱动它们的源提供几百欧姆或更高的直流负载和高频动态负载。如果源是换能器或典型的低频前置放大器，可能会出现显著误差。

ADC驱动器是一个高性能快速稳定运放，输入阻抗(至少)为几兆欧，低阻抗输出电路能够以最小的误差驱动动态负载。除了缓冲之外，驱动器还可以提供输入缩放(增益)和低通滤波以降低系统噪声。一些设计还可以从单端源转换为差分输入adc。

为了使ADC驱动器保持系统精度，其稳定时间、噪声和总谐波失真(THD)必须大大优于ADC本身。对于采用快速16位或18位连续近似(sar型)a /D转换器的系统设计人员来说，这是一个重大挑战。

沉淀时间要求

为了使用ADC能够实现的全采样率，在1 LSB范围内的满量程阶跃输入，运放和ADC的组合稳定时间必须小于ADC的指定采样率。在放大器和ADC从多个复用源获取不同输入值的应用中，这一点尤为重要。当使用快速、高分辨率的adc，如16位、1MSPS AD7677(真差分输入)和AD7671(真双极输入)时，该窗口可短至1µs，或使用18位、800 ksps AD7674时，该窗口约为1.25µs。

在寻找用作ADC驱动器的放大器时，不幸的是，由于测量沉降时间所需的极度小心，大多数运放数据表指定的沉降时间仅为满量程的0.1%或0.01%，而不是16位精度所需的0.0015%或18位精度所需的0.0004%。因此，实际解决到16位的1个LSB内通常需要比数据表规范多得多的时间。AD8021运算放大器的额定稳定时间为23 ns至0.01%，允许用户自定义补偿它(见附录)，以实现给定闭环增益的最大带宽，最低噪声和最小THD(总谐波失真)。这种组合也使其满足严格的沉降时间规范，即使在增益大大高于统一操作时也是如此。

噪音的要求

为了避免使16位ADC的信噪比(SNR)和过渡噪声性能恶化，ADC驱动放大器产生的噪声需要尽可能低。当使用AD7671时，运算放大器驱动器噪声首先通过ADC内部的阻性分压器按比例降低。然后由ADC的输入电路滤波噪声。

放大器造成的净信噪比下降(以dB为单位)为:

地点:

N(ADC)为ADC的有效值噪声，单位为微伏

f(-3dB)为ADC的-3dB输入带宽，单位为MHz(或ADC输入滤波器的截止频率，如果使用)

N是放大器的噪声增益(如果在单位增益缓冲器配置中为1)。

e(N)为运算放大器等效输入噪声电压谱密度，单位为nV/rt-Hz。

FSR是ADC的满量程输入量程(例如，±2.5 V范围为5 V)。

例如，假设16位AD7671由AD8021运放驱动。ADC的有效值噪声为28µV，带宽为9.6 mhz，输入范围为0 ~ 5v。当配置为单位增益缓冲器时，运放的等效输入噪声为2nV/rt-Hz，噪声增益为+1，因此ADC的信噪比仅降低0.08 dB。

扭曲的需求

输入源通常需要一个输出阻抗低的缓冲放大器，以隔离ADC的输入阻抗。该缓冲器的输出阻抗影响ADC的交流性能，特别是总谐波失真(THD)的水平。高源阻抗会增加THD，因为输入振荡2.5 V的ADC的输入阻抗通常会有明显的非线性输入电容。

THD的衰减与源阻抗成比例。与ADC输入串联的最大允许源阻抗取决于所能容忍的总谐波失真(THD)量。ADC驱动程序还需要具有非常低的固有THD，远低于ADC(即，优于16位精度)。AD7671/AD8021在20 kHz和250 kHz时的综合THD电平通常为-100 dB。图1是THD和主要失真分量随输入电平变化的典型图，ADC从0 V驱动到2.5 V。

单端16位ADC驱动电路

图2显示了一个完整的16位数据采集系统，该系统由AD7671 ADC和AD8021运算放大器组成，用作驱动放大器U1。输入信号由U1进行缓冲，作为低噪声单位增益跟随器;它的高输入阻抗允许在运放之前使用多路复用器或无源滤波器。

使用50欧姆的反馈电阻防止AD8021振铃。一个可选的低通滤波器，由一个15欧姆电阻和2.7 nf电容组成，可降低运放的噪声带宽，也可作为抗混叠滤波器。

参考电压源为低温系数ADR421。如果需要，参考电压可以用图2注3中描述的可选电路进行硬件调节。因为这个ADC是基于电荷再分配的，它的参考输入应该被适当地绕过以最小化电流尖峰。AD7671采用三组电源引脚:+ 5v电源(AVDD)、数字+ 5v核心电源(DVDD)和数字输入/输出接口电源(OVDD)。OVDD电源允许与2.7 V和5.25 V之间的任何逻辑电压直接接口。通过使用如图所示的简单RC低通滤波器，从电源为数字核心(DVDD)供电，可以减少电源的数量。

图3和图4展示了系统的动态性能。图3中的FFT图显示了ADC在45 khz输入波形下的输出频谱。图4显示了ADC的THD和二、三次谐波失真乘积，以及频率下的无杂散动态范围(SFDR)。SFDR定义为输入信号的有效值幅度与其峰值杂散输出电平之间的分贝差。

差分16位ADC驱动电路

AD7677是一个接受和处理差分输入电压的16位ADC。其参考、接口和电源连接基本上与单端ADC相同，如图2所示。使用真差分输入信号将始终产生尽可能低的系统噪声，从而提供最高的分辨率。然而，当输入信号是差分信号时，必须使用非常低噪声的运放输入缓冲器，如AD8021，以提供共模噪声抑制。

图5的电路允许将单端换能器与该差分输入ADC一起使用。它使用两个AD8021运算放大器。U1作为单位增益缓冲器。U1输出驱动AD7677 ADC的IN+输入。(一个类似的电路可以用来驱动18位AD7674 ADC，它与AD7677引脚兼容。)U1的输出也驱动第二个运放U2的反相输入，U2反相信号并驱动ADC的IN输入引脚。U2的噪声增益为2，这个增益足够低，可以在不牺牲THD性能的情况下最小化噪声。偏置基准通过2:1分压器应用于U2的非反相输入。该电路采用0 ~ 2.5 V电源，提供±2.5 V的差分输入摆幅(U1: 0 ~ +2.5 V, U2: +2.5 V ~ 0)，中量程共模偏置电压为1.25 V。图6显示了AD7677的典型共模抑制(CMR = 20 log CMRR)作为频率的函数。

在采集阶段，AD7677 ADC看起来像一个用于交流输入信号的单极RC滤波器;它由内部输入电阻R+和R -组成，名义上为168欧姆，以及内部电容C(S)。电阻R+和R -由一些串联电阻加上开关的导通电阻组成。ADC的采样电容C(S)通常为60pf，该滤波器典型的- 3db截止频率为15.8 MHz，可减少不希望的混叠效应，并降低来自外部输入电路的高频噪声。

由于AD7677的输入阻抗很高，因此AD7677可以直接由低阻抗源驱动而无增益误差。这允许进一步滤波，例如在放大器输出和ADC输入之间使用外部单极无源RC滤波器。这进一步提高了降低噪声到达ADC的输入电路。

布局、解耦和接地:高分辨率数据采集指南

大多数高性能adc，如AD7671、AD7677和AD7674，对电源噪声具有很好的抗扰性。但是，容纳ADC的印刷电路板(PCB)应该设计成将数字部分和数字部分分开，每个部分限制在电路板的不同区域。数字平面和地平面也应该分开，只有一个公共连接点-最好在PC板下方，并尽可能靠近ADC。应避免数字线与信号线交叉。

如果ADC在包含多个数字接地连接的系统中，则这些接地仍然应该只有一个连接点，使用“星形接地”-再次尽可能靠近ADC。此外，避免在ADC下运行任何数字线，因为这些可能会将噪声耦合到IC上。相反，在ADC下运行接地平面。

高速时钟信号和其他具有快速边缘的波形应使用屏蔽线连接到其他电路。PC板上的闭合走线应彼此成直角。供电线路应使用尽可能大的走线，以提供低电感路径。电源去耦电容器，通常为100nf陶瓷，应绕过IC，尽可能靠近其电源和接地引脚。此外，应使用10µF旁路电容器，以进一步减少低频纹波。参考电压去耦电容的位置也很重要。它应该靠近ADC，并连接短而大的走线，以尽量减少任何寄生电感。

ADC的接地引脚也需要注意细节。AD7671和AD7677等adc都有5个不同的接地引脚:INGND、REFGND、AGND、DGND和OGND。每个都用来感知单个输入或参考行。INGND(输入地)用于检测输入信号。REFGND(参考输入地)检测参考电压;它应该是一个低阻抗返回到参考，因为它携带脉冲电流。AGND是大多数内部ADC信号的基准。该接地必须与接地面的电阻最小。根据不同的配置，DGND必须连接到数字地平面或数字地平面。OGND(输入/输出接口数字电源地)连接到数字系统地。

附录

关于定制补偿运算放大器

今天生产的几乎所有运放都使用内部频率补偿。这通常包括一个内部补偿电容器，它提供负电压反馈。它实际上是单极低通滤波器的一部分，随着频率的增加，它会导致运放的开环增益以每十年20 dB(10倍)的速率衰减。由于大多数运算放大器被设计为在广泛的闭环增益范围内工作，包括全反馈，因此该内部电容需要足够大，以便放大器始终稳定。由于这种保守的设计在单位增益操作(或运算放大器的最小指定增益)时的稳定性，以及反向的增益-带宽关系，如果放大器要在更高的增益下工作，电容会过度限制带宽。

例如，如果通常的内部补偿运放在单位增益下具有200 MHz的- 3 db带宽，则其增益+10时的带宽仅为20 MHz左右。然而，如果同样的运放使用了一个小得多的补偿电容，它可以在这个更高的增益下提供全带宽，但是如果在较低的增益下工作，它将是不稳定的和振荡的。因此，这种在低增益下保持稳定性的需要牺牲了在高增益下的带宽和转换速率。虽然所谓的“电流反馈”运放确实倾向于在宽增益范围内保持其带宽，但它们通常会比电压反馈放大器具有更高的噪声水平。它们也有不平衡的输入阻抗(加输入实际上是一个晶体管基极电路;负输入是发射极)。

AD8021是一款“自定义补偿”运放，解决了增益与带宽性能的难题。它使用约1.5 pF的小内部补偿电容，以提供10或更高增益时的稳定性。它还具有补偿引脚，允许用户为任何所需的增益或负载条件添加最佳外部电容。

该运放的自定义补偿能力提供了无与伦比的宽带宽，高转换率和低噪声的性能组合。带宽和驱动容性负载的能力之间的权衡也可以针对特定应用进行优化。

图7显示了AD8021的简化原理图。输入级是一个工作在1.6mA总集电极电流的NPN差分对。该电流电平提供高输入级跨导和低输入噪声(2.1 nV/rt-Hz @50 kHz)。输入级驱动一个折叠级联码和一个电流镜，以提供通常的差分到单端转换。外部补偿电容连接在引脚5的高阻抗节点和负电源之间。输出级具有5000的电流增益，即使在放大器驱动重负载时，也能保持引脚5的高阻抗。两个内部二极管箝位保护输入(引脚2和3)免受大输入瞬态电压的影响，否则可能导致发射极击穿，并增加输入偏置电压和输入偏置电流。

表1列出了几种常用闭环增益值的电阻和补偿电容的推荐值，以及相应的动态性能。请注意，补偿电容的值取决于电路噪声增益，即施加到+输入的信号的净增益。

表1 .推荐的组件值。

见测试电路2。CF = CL = 0, RL = 1kV, RIN = 49.9V

与任何高速运算放大器一样，印刷电路板布局至关重要。使用手工布线的原型板或通孔组件将很可能导致AD8021振荡，因为过量的引线电感。因此，强烈建议使用低成本的评估板(零件号AD8021AR-EVAL)和表面贴装组件。表1中指定的NP0陶瓷芯片电容器(0805尺寸)目前可从Digi-Key公司获得，零件编号为PCC020CNCT-ND (2 pF)， PCC070CNCT-ND (7 pF)， PCC100CNCT-ND (10 pF)。