本应用笔记讨论了如何使用MAX6850、MAX6851、MAX6852和MAX6853真空荧光显示器(VFD)控制器的PUMP时钟输出来构建一个成本最低的升压转换器，从而从一个方便的低压产生高压电网/阳极驱动电源。

PUMP输出是MAX6850-MAX6853 VFD控制器上可用的五个通用逻辑输出之一。所有这些逻辑输出都具有附加的特殊功能;在PUMP的情况下，输出可以配置为名义上的80kHz时钟输出。PUMP时钟频率实际上是OSC/50，其中OSC是使用MAX6850-MAX6853 OSC1和OSC2引脚设置的多路时钟频率。OSC可以使用内部RC振荡器设置，也可以使用外部时钟。无论哪种方式，允许的范围是2MHz到8MHz。标称OSC频率为4MHz，将PUMP频率设置为80kHz。

这里讨论的转换器拓扑是一个具有固定时间和“砰砰”调节的不连续升压。该电路的工作原理是，在每个PUMP时钟的前半个周期(当PUMP高时)，通过电感L1增加电流，在PUMP时钟的后半个周期(当PUMP低时)，将存储的能量转储到输出电容器C2中(图1和2)。

在没有任何反馈的情况下，图2所示的基本升压电路的输出电压将随着输入电压和负载的变化而变化。在输出端没有负载的情况下，由于电感存储的能量总是被倾倒到输出电容中，因此输出电压会随着每个电源周期不断上升。一种简单的调节技术可以检测输出高于所需电压。然后阻止进一步的功率循环，直到由输出电容保持的转换器输出电压下降。这通常被称为bang-bang调节，并涉及到转换时钟(在本例中为PUMP)的门控，以便仅在输出超出调节时才允许转换周期。

图3显示了带有反馈的低成本升压转换器的实现。要了解电路的操作，首先考虑泵上升时周期的开始。假定电路处于失控状态，Q2处于关闭状态。当PUMP上升时，Q1作为开关打开，电流开始通过L1上升。半个PUMP时钟周期后，PUMP下降，Q1关闭。L1电流同时上升到一个值I(pk)，这个电流现在流过二极管D1进入输出电容C2和任何存在的负载。如果输出电压高到足以开启齐纳二极管D2，那么电流将流过D2和R2。当输出电压上升到这个阈值以上时，最终Q2将导通，箝位Q1的基极-发射极，防止在PUMP下一次高电平时Q1导通。否则，R3确保Q2保持关闭状态，Q1再次打开，然后重复转换。C4为检测提供了一个小延迟，以减少Q2开关打开和关闭以保持调节时的喋喋不休。

可以通过在输出电压检测中加入迟滞来改进图3的简单电路。迟滞确保Q2总是硬开或硬关。没有迟滞，Q2可以在调节阈值处部分打开，从Q1流出一些基极电流。当这种情况发生时，Q1可能不会饱和，从而降低效率。迟滞可以通过添加一个双晶体管施密特触发器来实现，如图4所示。施密特触发器在检测阈值上增加了大约0.25V的滞后。Q4集电极的施密特触发输出在3.3V和0.9V之间切换，因此需要D3和R7来确保Q2关断。

为电源路径选择组件值的一种简单方法是使用功率。转换器必须能够从最小输入电源电压转移足够的功率以维持输出电压在输出负载电流上。让我们定义一些参数:

V(IN)(min) =最小输入电源电压
V(SW) = Q1开关晶体管的压降
V(IN)(max) =最大输入电源电压
P(IN) =额定输出负载下输入电源功率
I(IN)(avg) =输入平均电流
V(OUT) =输出电源电压
I(OUT) =输出最大负载电流
P(OUT) =输出最大负载功率
V(RIPPLE) =由于电感将其功率倾倒到输出电容而导致的输出电源电压纹波
V(下垂)=输出电源电压下垂，由于负载从输出电容吸取电流
Eff =预期功率转换效率(仅功率路径-不包括q1基极电流)
L = L1的电感
I(pk) =电感峰值电流
f(PUMP) =泵频率
t(ON) =变换器电源开关接通时间

现在我们推导出这个结构的一些方程(最终方程用粗体表示):

P(out) = v (out) × i (out)

因为泵占空比是50:50

t(ON) = 1/(2 × f(PUMP))

输出功率来自存储在电感中的能量

P(OUT) = 0.5 × L × (I(pk))²× f(PUMP)

由于电感电流从0到I(pk)在一半的f(泵)周期

I(IN)(avg) = I(pk)/4

输入输出功率方程:

P(OUT) = f × P(IN)

P(out) = v (out) × i (out)

P(IN) = V(IN) × I(IN)(avg)

得到I(pk)的方程

I(pk) = (V(OUT) × I(OUT) × 4)/(Eff × V(IN)(min))

由I(pk)可以计算出L的最大值:

L(max) = (V(IN)(min) - V(SW)) × t(ON)/I(pk)

包括公式04，我们得到

L (max) = (V (分钟)- V (SW)) /(2×f(泵)×(pk))

L的选定值给出了在最大输入电源电压下I(pk)的最大值。L1、Q1和D1的额定峰值电流必须为:

我(pk) (max) = (V(在)(max) - V (SW)) /(2×f(泵)×L)

我们还需要考虑电容C2上的输出纹波电压。通过假定电感器的全部能量被倾倒到C2中，得到纹波电压的估计值。

C2 1/2××(V(出)+ V(连锁))²= (C2 1/2××V(出)²)L1 + 1/2××我(pk)²

这可以简化为:

V(连锁)= (V(出)²+(我(pk)²×L1 / C2)) (1/2) - V(出)

电容器C2上的电压也由于负载而下降。通过假设输出电压从V(OUT)衰减到f(PUMP)的整个周期，然后再次恢复到V(OUT)，可以获得对下垂电压的估计。由Q = C × V = I × t，得到:

V(down) = I(OUT)/C2/f(PUMP)

对于一个工作示例，考虑从3.3V±0.3V输入电源产生的15mA 28V的需求。出自式08:

I(pk) = (28 × 0.015 × 4)/(0.8 × 3)，估计功率转换效率为80%

所以:

I(pk) = 0.7A

由式10可知:

L(max) = (3 - 0.3)/(2 × 80000 × 0.7)，使用估计的300mV Q1晶体管饱和电压

所以:

L(max) = 24.1µH

我们选择L = 22µh

由式11可知:

我(pk) (max) =(3.6 - 0.3) /(2×80000×22×10 (6))

所以:

I(pk) = 0.94A

L1、Q1和D1必须额定在0.94A峰值。

我们选择Zetex FZT851 NPN晶体管作为Q1。该晶体管在I(C) = 1A时的最大过温V(CE(sat))值为300mV，证实了我们对V(SW)的估计。h(FE)在1A集电极电流下最小为100。假设MAX6850-MAX6853变频器控制器的工作电压为3.3V±10%，我们希望基极电流为0.94/70 = 13.4mA，其中70是我们设计的h(FE)值，以确保饱和。在此13.4mA负载下，PUMP输出上升至200mV(来自MAX6850-MAX6853数据表中的V(OL) vs I(SINK)典型工作特性)。我们现在可以计算R1 = (3.0 - 0.9 - 0.2)/0.0134 = 130欧姆的值，其中0.9是在这些操作条件下FZT851的V(BE(sat))。

可以使用逻辑级NMOS场效应管代替NPN晶体管。然而，很难获得VDS额定值为30V或更高的3V逻辑级功率场效应管。

现在我们考虑输出电容C2:

由式13可知:

V(RIPPLE) =(28²+(0.94²× 22/4.7))(1/2) - 28, C2的试验值为4.7µF。
V(RIPPLE) = 36mV

由式14可知:

V(drop) = 0.015/(4.7 × 10(-6))/80000，再次使用试验值4.7µF用于C2。
V(下垂)= 40mV

综合纹波和噪声小于100mV。这小于250mV的施密特迟滞，所以是可以接受的。