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介绍

射频设计人员在开发第二代或第三代CDMA蜂窝电话或无线调制解调器时，经常遇到选择具有最佳性能的前端芯片组以满足其系统规格的挑战。Maxim集成提供了一些最佳选择:MAX2323/2325/2329。这些是针对蜂窝和PCS频段的CDMA应用进行优化的LNA/混频器ic。MAX2323通过为蜂窝CDMA和PCS CDMA提供交换信号路径，解决了双频三模CDMA应用。MAX2325和MAX2329分别是蜂窝频段双模和pc频段版本。

本技术笔记的重点是如何确定CDMA接收机的系统规格，以便为低噪声放大器和下变频器建立实用的规格。第二部分详细介绍了MAX2323/25/29的性能和特点。最后一节详细介绍了如何设计接收机前端，包括设计射频和中频SAW滤波器的匹配电路，以优化接收机的性能。一个实用的电路和测量数据也显示在这个笔记。

射频CDMA接收系统的需求和问题

以美国高通公司开发的IS-95标准和协议为基础的无线码分多址(CDMA)网络正在世界范围内部署。今天的第二代和第三代CDMA电话标准因国家或地区的不同而差异很大。即将到来的第三代(3G)无线通信的第一个标准化阶段即将结束。可以肯定的是，CDMA手机将成为未来几年市场上主要的手机之一。

这些CDMA移动站或电话必须与其他多标准移动电话共存的恶劣无线环境对其系统提出了苛刻的条件，这些条件要求高性能的RF前端和DSP后端。

CDMA接收机灵敏度和动态范围

在开始指定噪声系数和LNA和混频器的第三互调特性之前，我们应该了解窄带CDMA和宽带CDMA接收器系统规格。在is - 98a /95B和临时标准中，CDMA蜂窝移动站的射频接收灵敏度是在移动站天线连接器处定义的。它等于接收到的最小正向CDMA信道功率，
，此时接收机的帧误差不超过0.5%。接收前向信道所需的最小灵敏度等于-104dBm。最大输入功率-25dBm。

在接收机的情况下，有两个干扰源是纯高斯白噪声:

1. 接收机输入参考热噪声功率谱密度N(o)。

2. 发射机在接收频段的热噪声功率谱密度N(tx)(见文献1,2)。

N(o)由接收机噪声系数(NF)决定，N(tx)由发射机输出的热噪声通过双工器泄漏到移动台接收机输入的量决定。典型功率放大器在接收频段的输出热噪声功率谱密度为-135dB/Hz。假设接收频段从发射机到天线输入通过双工器的衰减最小为43dB，则移动台天线连接器处的N(tx)可计算为-178dBm/Hz。如果考虑到这种影响，则需要2dB的余量来增加有效比Eb/Nt as

= 6.5dB (1)

需要注意的是，IS-98A标准规定了最小通信量信道
假设信息率为9600时，如果帧误码率(FER)为0.5%，则应大于等于4.5dB。这就需要将通信信道的最小灵敏度从-104dBm提高到P(实际)= -106dBm。则接收机最小噪声系数NF可推导为:

NF = P(实际)- 10日志(K××BW) = -106 dbm + 113 dbm = 7.8 db          ( 2)

式中，K为玻尔兹曼常数，T(o)为标准噪声温度，BW为窄带CDMA的1.23 mhz信道带宽。此NF要求适用于整个接收器。减去双工电路中0.5dB的损耗和双工电路中3.5dB的损耗，接收机其余部分的NF要求为3.8dB。从接收机的系统仿真来看，蜂窝频段LNA的NF应小于2dB, PCS频段LNA的NF应小于2.3dB。

前端增益必须足够高，以克服后续电路的噪声贡献，否则可能会降低接收器的灵敏度。该增益受到强带外无用信号和以下电路的线性度的限制。如果前端增益过高，混频器将过载并影响性能。具有14dB到16dB增益步长的LNA是两个频段的合适选择。

CDMA系统中的信息数据是双相调制的。由此产生的调制信号包络线不是恒定的，窄频带CDMA的典型峰均比可能接近10dB。WCDMA的峰值平均比可以接近12dB。因此，为了对接收到的信号进行正确的检测和解调，移动台接收机应在允许的接收信号输入功率范围内保持线性。通常，接收机需要90dB的动态范围。从线性角度来看，混频器输入1dB压缩点是CDMA接收机设计中接收高电平(-30dBm至-20dBm)信号的主要系统限制器。为了解决这个问题并设计一个实用的混频器，前端LNA需要将动态范围扩展15dB。这是通过增益降低在15dB到20dB之间的低增益模式来实现的。

输入LNA和Mixer的三阶截距点(IIP3)

相邻信道选择性是接收器检测所需调制信号而不超过由于相邻信道中存在不需要的信号而导致的给定退化的能力的度量。接收机必须保持标准规定的帧误差。

互调响应衰减是在存在两个干扰连续波(CW)音调的情况下，接收器在其指定信道频率上接收蜂窝频带CDMA信号的能力的度量。由于LNA和混频器的非线性，这些音调从指定的信道频率和彼此分离，使得两个音调的三阶互调乘积产生对所需信号的带内干扰信号。IS-98A标准要求三种不同的情况，不同的双音电平和期望的信号电平，在这些情况下，FER不应超过1%和
应该是4.3dB。假设考虑到交通信道系统，增加1.5dB余量，则
要求在5.8dB以上。在小双音电平情况下，等效白噪声干扰源I(oc)由接收机的热噪声N(o)和接收机频带内发射机的热噪声N(t)以及由三阶互调积I(IM3）. 在1.233MHz带宽下，I(oc)不应超过-101.3dB。我(IM3)可以线性表示为:

我(IM3)=我(OC)-(N(0) + N(t)) × BW(RF)(3）

其中N(o)为-166.2dBm/Hz, N(t)为-178dBm/Hz。由式(5)，I(IM3)应小于-103.7dBm/1.23MHz。因此，根据式(4)，小双音电平情况下的IP3应大于-12.7dBm。

IIP3 =引脚+得尔塔(IM3)/ 2 (4)

其中引脚由-43dBm (is - 98a)设置为两个音调和得尔塔(IM3)设定为60.7dBm (-103.7dBm+43dBm)。在大双音情况下，期望的CDMA信号电平比最小接收机灵敏度电平高25dB。等效带内白噪声干扰源完全由三阶互调积I(IM3)，当两个音调的功率电平为-21dBm时，符合is - 98a标准的要求。这意味着我(IM3)等于I(oc)，不应超过-79.3dBm/1.23MHz。类似地，为。增加1.5dB余量
= 5.8 dB。三阶互调杂散响应衰减得尔塔(IM3)≥58.3 db。这种情况下要求LNA的IIP3应超过+8.5dBm的大双音情况。遵循is - 98a标准要求，有三个双音测试用例，双音的中功率电平为-30dBm。这意味着蜂窝带的LNA需要可变增益控制或三个线性模式来处理三阶互调问题。

单音脱敏

接收机的脱敏特性决定了它在强干扰下成功工作的能力。它们分别为带内和带外条件指定。在蜂窝频带和PCS频带中，单音脱敏是接收器在其指定信道上接收CDMA信号的能力的度量，在功率为-30dBm的单音存在的情况下，间隔在给定的距离蜂窝频带所需信号频率中心的900KHz频率偏移和距离PCS频带所需信号频率中心的1250KHz频率偏移处。按照IS-98A和IS-98B标准的定义，接收机误差率不应超过1%;
= -101dBm/1.23MHz
应该是4.3dB。如前所述，假设由于通信信道系统的考虑，增加了1.5dB余量，然后
要求在5.8dB以上。定义移动台天线的等效白噪声干扰为

I(oc) = I(s) + (N(o) + N(t)) × BW(RF)（5)

式中I(s)为单音干扰产生的等效带内干扰分量。如果选择接收机的噪声系数(NF)为7.8dB，则N(o)设置为-166.2dBm/1.23MHz, N(t)设置为-178dBm/1.23MHz。由式(7)可知，I(s)应小于-103.7dBm/1.23MHz。单音产生两个干扰分量。单音干扰引起的第一种干扰是由互反混频现象引起的，表示为I(混合）. 当前向接收信号受到接收机RF VCO相位noiseΦ(N)与单一干扰音混合并混合到中频时，就会发生这种情况。由单一干扰音引起的第二个干扰分量是由交叉调制现象引起的，记为I(国防部）. 当发射功率的包络调制通过双工器的隔离从功率放大器泄漏到LNA输入时，就会发生这种情况。LNA中的交叉调制将在LNA输出³处对接收到的正向CDMA信道信号产生带内干扰。参考文章#3提供了典型的值(混合)= -105.6dBm/1.23MHz，基于蜂窝频段900KHz偏移时-137dBc/Hz的典型相位噪声和集成相位噪声得尔塔Φ(N) = -75.6dBc。I(s)应小于-108.2dBm/1.23MHz。对于蜂窝CDMA接收机，可以假设所有的交叉调制都发生在LNA中。这就要求LNA的第三届IIP3满足:

IIP3(采用)= 1/2 (2 ×P (TX)+P (ST_LNA)-我(MOD_LNA)- 3) (6)

在哪里P (TX)为LNA输入端的发射漏功率电平，P (ST_LNA)在LNA输入干扰音功率电平和我(MOD_LNA)是交叉调制功率。假设功放输出功率为+28dBm, RX到TX双工隔离度为-58dB，得到P (TX)= -30 dbm。单音的力量P (ST_LNA)由于双工器的3dB损耗，为-33dBm。我(MOD_LNA)不应超过-111.2dBm/1.23MHz，以使接收器在相关器输出处满足所需的性能
≥5.8 db。由式(6)可知，基于上述假设，LNA输入的三阶互调点应大于+7.6dBm。

LNA与混合器的二阶截距点

在具有时变包络的强信号中，低偶阶失真，特别是二阶失真对接收机的性能至关重要。当二阶非线性暴露于这样的信号时，基带会产生与包络平方成比例的杂散基带信号，干扰所需信号的接收。存在两组干扰信号:接收频带中不需要的信道(前向信道)和发射机泄漏信号。这些干扰信号的频谱形状与期望信号相同，但二阶乘积的频谱内容具有直流分量，并且频率跨度比期望基带信号宽得多。通常情况下，直流分量代表一半的功率，而另一半功率位于所需的信号带宽之上。在CDMA系统中，特别是在接收机的射频带宽为60MHz的PCS频段，一个频率为f(射频) 1/2±f(如果)由于混合器的二阶乘积将向下转换为中频。在这种情况下，等效白噪声干扰源I(oc)由N(o)、N(t)和由于_ IF杂散混频器积而产生的等效带内干扰分量I(st)组成。如果添加1dB余量，则
等于5.3dB。我们可以推断出I(st)≤-102.9dBm/1.23MHz。这里I(st)是指由于单个干扰音而导致的接收机输入的等效干扰电平。

允许从天线连接器到混频器输入的6dB损耗和14.7db的PCS LNA增益导致单个干扰音(P(j))的混频器输入功率为-24dBm，而I(st)的混频器输入功率为-94.2dBm/1.23MHz。因此,得尔塔(1/2如果) = 70dBc杂散产物抑制所需。抑制1/2 IF杂散对二阶截获的要求混合机)是³。

IIP2(混合)≥P(j) + 得尔塔(1/2)如果) = -24dBm + 70dBm = + 46dBm

由于发射机信号始终存在，二阶乘积应被充分抑制(例如，低于噪声电平10dB)。在上面的讨论中，P (TX)= -30dBm，从天线连接器到混频器输入的级联增益为所需信号8.7dB, TX泄漏信号的损耗为-5。假设可接受的输入电平P(实际)= -106dBm，则IIP2(混合机)可以确定。

IIP2(混合)≥2 (P (TX)5) - [P(实际)+ 8.7 -10]= 2 (30-5)dBm - (-106 + 8.7 - 10) dBm = + 35.3 dBm           ( 8)

高性能、低成本的低噪声放大器和下变频器

低噪声放大器和混频器是移动电台接收机的基本组成部分之一。在实际情况下，所需的接收信号可能功率很低，必须进行放大。当今具有高数据速率和大带宽要求的数字通信系统要求LNA和下变频设计具有越来越大的动态范围。RFIC设计人员和半导体器件技术人员面临的挑战是，必须不断降低尺寸、功率水平和制造成本来满足这些条件。LNA的主要设计目标是:

1. 实现高增益和低噪声。

2. 实现高IIP3和低功耗。

下变频器的主要设计目标是获得适当的增益和低噪声系数，以及高IIP2、IIP3和低电源电流和电压。Maxim Integrated是射频芯片和产品设计领域的技术领导者。MAX2323/2325/2329是一种高性能、低功耗、低成本的LNA和下变频RFIC，广泛应用于双频、三模移动台。

图1是MAX2323芯片的框图。为了在最小电流下优化蜂窝带动态范围，MAX2323/25实现了四种LNA状态:高增益/高线性;高增益/ low-linearity;中增益和低增益。在高增益/高线性模式下，可调高截距LNA在存在大干扰信号时将脱敏降到最低。对于其他增益状态，减小LNA电流以提高待机时间。

图1所示。MAX2323的框图。

CDMA混频器专为高线性度、低噪声和差分中频输出而设计，而FM混频器专为低电流和单端输出而设计。每个波段都有一个单独的混频器，以优化特定波段的性能。

硅集成电路的性能改进主要是通过减小几何形状和相应的低能量注入工艺来实现的。Maxim采用SiGe(梯度基)技术，将锗纳入晶体管的基区，为器件设计人员提供了新的途径，以改善频率响应，增益和线性度，而不受植入过程的标准限制。截止频率f(T)是MAX2323晶体管的关键性能值，最高可达35 GHz。MAX2323/2325/2329的设计者采用了许多新的方法来优化集成电路的性能。读者可以查看下面的表格，其中给出了MAX2323/2325/2329的直流和交流电气特性的详细信息。

直流电气特性

(V(CC) = 2.7 ~ 3.6V, R(BIAS) = 20k欧姆， R(LNA) = 24k欧姆， T(A) = -40 ~ + 85°C，除非另有说明，一般为2.75V和25°C。)所有直流参数都在室温和高温下进行了100%的生产测试。

交流电气特性

(MAX2323/2325 EV-kit, F(PLNAIN) = 1960MHz, F(CLNAIN) = 881MHz, F(IF) = 110MHz, HIGH -side LO, 50欧姆系统，R(BIAS) = 20k欧姆， R(LNA) = 24k欧姆， V(CC) = 2.75V, T(A) = 25°C, LO输入功率= -7dBm, LOW = 0V, HIGH = V(CC)，除非另有说明。)交流性能在三个批次上测量，最小/最大限制设置为+/- 3。Gain仅在室温和高温下进行了生产测试。

笔记

注1。在此频率范围内的操作需要端口重新匹配以达到所需的操作范围。在不同频率下的性能由s参数数据表示。
注2。在输入阻抗匹配电路中用Q = 40的电感测量噪声系数。
注3。规格基于R(BIAS) = 20k欧姆。所有LNAs (HGHL除外)和混频器的Icc与R(BIAS)成反比。IIP3可以通过为R(BIAS)选择其他值来交换Icc。该关系约为电流变化1.4倍时IIP3变化3dB。
注4。F(LO) = 2040MHz, F(RF) = 1985MHz在-35dBm, P(OUT)测量在110MHz。规格计算为:_IF IIP = 2*P(RF) - (P(OUT) -增益)(以dB为单位)。

从上表可以看出，LNA有三种增益模式来处理不同的射频输入功率水平和干扰信号。通常蜂窝频段LNA的噪声系数为1.7dB，增益为15.5dB，低增益模式下IIP3为+17.5dBm。在PCS频段，LNA的噪声系数为2.0dB，增益为14.5dB，中增益模式下的IIP3为+13.5dBm。在12.5到13.5dB增益的两个频段的混频器满足最低系统规格。测试数据表明，混频器的1/2IF IIP在PCS频段优于+47dBm，满足系统抑制1/2IF干扰的基本要求。

前端接收器与MAX2323

对于射频设计工程师来说，基于市场上现有的前端芯片组，如何在有限的空间内为双频三模手机设计低成本的优化电路和布局PC板是一个很大的挑战。设计射频接收器的基本步骤可以总结如下。

射频系统与体系结构设计及系统性能分析与仿真

在为接收机开发前端原理图时，最重要的事情之一是了解如何根据给定的系统标准和产品要求定义RF系统规范。为了设置每个模块、IC和模块的规格，需要仔细生成具有最佳频率计划和框图的收发器架构。目标是降低成本，提高接收器灵敏度，降低掉线率。在这个阶段，有必要用电子表格建立一个链路预算，以确定噪声系数、增益、IIP2和IIP3。一个好的方法是使用强大的射频/微波CAD工具(如HP ADS)进行仿真和分析，以优化每个模块的性能。通过系统性能仿真，发现MAX2323是目前市场上性能最好的芯片之一，满足两个频段的所有系统规格。由于其低成本、高性能、高稳定性等优点，目前已被众多手机设计者广泛采用。需要指出的是，基于低端和高端手机产品的不同需求，在射频系统设计中有很多权衡。

蜂窝频段和PCS频段中频的选择

为接收机选择最佳中频是射频接收机设计人员面临的一个重要问题。一般来说，如果下变频器不能抑制远低于期望中频信号电平的杂散响应，则应避免半中频问题。通常，PCS频段的中频应该在120MHz以上，由于1/2中频偏移问题，在蜂窝频段应该在50MHz以上。85.38MHz中频SAW滤波器通常用于蜂窝频段接收器，pc频段选择210.38MHz中频SAW滤波器。这些中频方法并不是蜂窝电话接收器的唯一方法。由于高性能中频SAW滤波器不能被CDMA移动站中任何其他可用的滤波器所取代，因此我们不能节省这些组件，但如果正确选择具有LNA和适当中频的适当下变频器，我们可以减少SAW滤波器的数量。

理论上，发射机不需要一个成本相对较高的中频SAW滤波器来抑制杂散信号和噪声底。因此，当设计双频接收器时，可以在传输中使用两个不同的中频，而在接收中可以使用一个中频频率，并且成本是重中之重。MAX2323没有半中频问题，因此可以使用任何可用的中频SAW滤波器，如85.38MHz或180MHz(适用于当前移动台)，没有任何技术限制。如果设计人员确实喜欢使用两个If用于不同的频带(预计增加1个If SAW滤波器会增加1%至2%)，建议在MAX2323混频器的差分输出上使用频带开关。MAX2323的典型应用原理图如图所示图2。需要指出的是，为了测试目的，图2中所有端口的输入和输出阻抗都调为50欧姆，其中IF为85.38MHz。

图2。MAX2323的应用电路。

LNA与下变频器匹配网络的优化

射频图像SAW滤波器与中频SAW滤波器的匹配电路在手机设计中起着至关重要的作用。特别是，蜂窝和pc接收器中的中频SAW滤波器需要以最小的幅度和带内信号的相位畸变来抑制带外干扰。在设计LNA和下变频的匹配网络时，需要LNA、混频器、RF图像滤波器和中频SAW滤波器的完整s参数。有许多教科书和文章讨论了如何设计匹配网络。最根本的问题是如何在最大LNA增益和混频器增益、LNA噪声系数和混频器IIP3之间进行权衡。由于电感之间存在寄生和互感，并且SAW封装对布局细节很敏感，因此无法准确预测或建模其性能。此外，难以实现声表面波阻抗的精确测量。因此，精确的阻抗模型对于确定对性能负面影响最小的匹配拓扑至关重要。这需要针对每个特定的设计项目和匹配网络建立一个实用的模型。

LNA的主要设计目标是实现高增益和低噪声。LNA增益的阻抗匹配优化几乎总是保证噪声因子的非最优值。设计人员必须将偏置电路中的理想源和匹配电路中的理想值替换为在感兴趣的频率范围内有效的等效实分量。MAX2323需要两个电阻(连接到引脚1和引脚2)进行偏置设置，这也可能改变输入LNA的线性度。对于标称偏置，24K欧姆电阻连接到引脚1,20K欧姆电阻连接到引脚21。LNA的匹配网络由电感和电容组成。在设计中使用廉价(有损)元件时，必须考虑电感和电容器的有限Q值。在建立匹配网络之后，在进行增益和回波损耗的测试时，设计者还需要对匹配网络进行一些修改。LNA的典型回波损耗要求S11和S22应小于-10dB。

MAX2323有两个中频输出。一个是CDMA模式的差分输出端口。需要两个上拉电感器和两个阻塞电容器作为中频匹配网络的一部分。该端口的输出阻抗为2.4K欧姆。另一个输出为单端中频输出端口。它需要一个上拉电感器和一个直流阻塞电容器，作为匹配网络的一部分。一般情况下，两种模式中频SAW滤波器的输入阻抗与MAX2323中频输出端口不匹配。下变频器和中频SAW滤波器之间应插入阻抗传递网络。在图2中，有一个具有400欧姆等效输入/输出阻抗的汤姆逊IF CDMA SAW滤波器和一个具有1K欧姆输入/输出阻抗的村田调频IF SAW滤波器。利用HP-ADS工具可以对中频匹配网络进行仿真，其中需要在电路中插入所选SAW滤波器的s参数。需要注意的是，从下变频器到中频SAW滤波器输出的高转换增益并不会导致混频器的高IIP3。为了获得MAX2323中下变频器的最佳IIP3和转换增益，绝对需要仔细调整匹配网络中每个电容器，电阻和电感的值。

下表给出了从实际的手机PCB上获得的测试数据。测量结果表明，在高增益CDMA模式下，中频SAW滤波器LNA输入到输出的级联NF为2.51dB，级联增益为15.3dB，而中频SAW滤波器的插入损耗为10dB。

PC板上的MAX2323蜂窝局域网性能

MAX2323 CDMA蜂窝混频器级联性能在PC板

测试条件:包括TMX M300中频滤波器在混合器的输出

参考文献

1. “双模宽带扩频蜂窝移动站的推荐最低性能标准”，TIA/EIA IS-95-A临时标准，1996年7月

2. 《1.8至2.0 GHz码分多址个人站推荐的最低性能标准》，TIA/EIA/J。STD-018暂行标准，1997年7月

3. “射频系统与CDMA接收器规范之相关问题”，《射频设计》，1999年9月