如果您有数字信号处理器的处理能力，LTC1864 ADC具有同时数字化60Hz至50kHz范围内的两个信号所需的交流性能。这种技术允许你保留250kHz的采样频率，而复用两个通道会把采样频率切成两半。这里描述的技术使用奈奎斯特附近的区域作为第二个测量通道，假设在第一个通道的情况下使用FIR滤波器将抑制该区域。

在图1中，第二个通道(f2)用奈奎斯特频率(1/2·f(S))调制，以使其出现在奈奎斯特- f2。第二个通道的后续数字处理涉及到反转每一个其他样本来反转整个频谱，恢复f2的原始频率，并使f1出现在奈奎斯特附近。单个通道的频率范围必须在奈奎斯特之前显著地滚降，要么是通过使用滤波器，要么是由于自然发生的现象，如振动倾向于在每八度12到18分贝之间滚降。

两个数据路径中感兴趣的频率可以通过使用相同的或专门定制的FIR滤波器来隔离。例中的两个频率分别为5.065kHz和4.883kHz;183赫兹。

250ksps的采样率允许使用简单的一阶或二阶抗混叠滤波来测量低频物理现象，如振动。这除了比高阶抗混叠滤波器成本更低之外，还可以使用数字FIR来定义截止而不是物理滤波器来实现更接近理想的整体通频带特性。相对于感兴趣的频带较高的采样频率将允许使用具有低通带纹波、更锐利的滚降、更好的相位线性、更少的延迟或更好的阻带抑制的FIR滤波器。对于给定的延迟，较高的采样频率允许较长的FIR滤波器，并且当通频带是奈奎斯特频率的一小部分时，使用具有非相干频率的FIR滤波器产生的非理想伪影会减少。

通过使用明显大于感兴趣频率范围的采样频率，可以将分辨率扩展到超出转换器分辨率的范围。使用抖动可以降低DNL，但INL并不优于转换器。

例如，将采样频率从44kHz增加到220kHz，增加5倍，导致信噪比的改善与5的平方根成正比，即7dB。

如果主要测量功能与DC到20kHz范围有关，并且如果意图是在任何情况下实现FIR滤波器以产生更高频率分量的抑制，抽取滤波或提供可编程截止频率，则可能要考虑使用奈奎斯特附近的区域(fs/2)作为第二个信号。第二个信号可能是在奈奎斯特或附近的传感器激发的结果，或者这个信号可以落入相同的DC到20kHz范围，并由奈奎斯特的混频器调制。

在LTC1864的情况下，第二个信号可以被驱动到第二个(反相输入)，就好像它只是第二个输入一样(见图1)。如果需要更多数量的传感器，最好将多达20或30个输入加到单个高性能低噪声放大器中，如LTC1468(见图2)。

在第一种情况下，第二信号通过使用在反转和非反转信号路径之间交替的多路复用器在奈奎斯特调制。

随后的样本处理涉及反转每个其他样本，并通过可能与第一个通道使用的相同的FIR滤波器算法运行该样本流。这个在数字域中反转每一个其他样本的动作将该信号转换回其原始频率区域。在输入数据的第二种表示形式中，与第一信道相关联的较低频率内容随后出现在奈奎斯特附近。FIR滤波器可以优化到在接近奈奎斯特的区域最大限度地抑制。

由于定义这两个信号的采样是在完全相同的时间进行的，因此两个信号之间不存在差分延迟。样品实际上是同时进行的。

相对于真正的同步采样转换器，这种使用单通道的方法可以节省转换器的成本和串行接口的成本。

一个等效的双通道方案需要500ksps，或者平均数据传输速度略高于8mbps。

为什么这比用传统方式复用两个信号更好?它之所以更好，主要是因为它使奈奎斯特的频率保持在125kHz，而不是减半到62.5kHz。如果第二个通道需要较低的分辨率，那么第一个样本上的动态范围损失是最小的，实际上，第二个通道可以作为第一个通道的抖动。

如果输入信号的幅度随频率自然下降，这种方法可以用来获得两个相对平坦的响应到50kHz的信号，因为抗混叠滤波器不需要一个陡峭的滚降。

当两个信号相加时，每个信号的最大输入信号被限制在-6dBfs，除非它们的权重不等，或者除非同时出现高电平信号是不可能的。

电路描述

图1显示，假设反相输入(引脚3)的标称偏置电压为0.5V, f1通过电平移位偏置电路，将引脚2的标称输入电压提高到3.25V，以优化交流的输入范围。R1是6.04K, R2是3.32K。如果这个输入是用于直流在1V-5V范围内，这些电阻是不必要的。LT1806的偏置产生0.5V的标称输出电压。

这些值假设f1的最大信号为-3dBfs, f2为-15dBfs。如果-15dB看起来很低，对f2进行窄带滤波可以产生良好的信噪比。

在频谱重用的其他示例中，奈奎斯特频率可用于激发从热敏电阻到电容接近传感器或电感传感器的传感器。交流的使用可以用来检测大的电位差，例如，切断150V的小电流检测电压，交流耦合产生的信号使用电容器，而不是使用昂贵的隔离子系统。另一个例子可能涉及奈奎斯特的光激发。

在另一个例子(图2)中，可以对大量电容式接近传感器求和，但总信号不得超过满量程。在对32个通道求和的情况下，除非防止所有信号同时出现，否则任何通道上的最大信号电平必须为-30dBfs。

这种使用交流频率分量的大量通道可以使用FFT或针对每个频率定制的一系列离散傅里叶变换(DFT)相互隔离。DFT的优点是需要更少的内存，并且可以在获取样本时完成，这与非常正交的FFT相反，它要求在算法开始之前所有样本都可用。然而，除了隔离几个频率之外，DFT很快就变得不切实际了。

在使用多个激励频率(1)并通过转换到频域来区分的情况下，频率应与样本窗口“相干”。这意味着在采样窗口中存在每个频率的正弦波的精确整数。傅里叶变换执行一系列数组乘法，本质上是将每个正弦和余弦(实数和虚数)分量下转换(混合)为直流。傅里叶变换中每个频率分量(bin)的振幅然后通过将正弦和余弦分量的功率相加来计算。如果这些频率是一致的，就能很好地工作。如果输入频率与算法中使用的频率不完全匹配，则会产生泄漏效应。泄漏似乎提高了非相干频率附近的本底噪声，并可能掩盖细节。对于大量的非相干频率，该变换将变得不可用。

如果使用的频率不一致，则使用窗口可以减少FFT对与转换中使用的频率不完全匹配的频率分量执行的泄漏。开窗首先涉及到对数据集应用一个对称的轮廓，使每一端的样本权重逐渐变细，减少样本集两端任何不连续的误差贡献。样本集可以看作是一个重复的波形，不连续将在f(S)/N(FFT)处重复。窗口类似于AM调制，因此在每个分量周围都有侧瓣。

一组32个电容式传感器可用于各种任务，例如通过一系列传感器感知某些物体的位置;测量表面的平整度;或者某种物质相对于参考物质的介电常数;或检测物料搬运设备中物体的存在。

图3和图4显示了在处理两个数据流的两个FIR滤波器的输出上执行的4096点FFT的输出。

图3是在原始样本集上-3dB为50%奈奎斯特的32分接FIR低通滤波器的结果。图4是对另一组样本中的其他样本进行反相处理的结果，这些样本随后通过拐角频率为Nyquist的10%的FIR滤波器。在图3中，第一个信道为-4dBfs，第二个信道为-15dBfs。

在奈奎斯特附近的次频范围内处理的信号相对于主信道的幅度应减小，以避免减小主函数的动态范围。

这种方法可以用于各种各样的二次测量任务，其中奈奎斯特附近的频率范围被过采样信号的数字信号处理所抑制。

结论

使用LTC1864同时进行这种类型的采集可以提供更高级别的功能，而不会产生显著的成本或功耗影响。便携式或环路供电的远程应用，受到严格限制的功率预算的限制，可以保持ADC的连续采样，同时定期使用低占空比的二次测量或使用多路复用器来扩大测量数量或测量。在这种情况下，次级通道中的测量不会干扰主通道的确定性操作。

注:

(1) FPGA可以是一种紧凑和廉价的方式来构建大量锁相环，以产生一个合理的激励频率集合，这些频率都是相干的。

这可以通过将采样时钟除以2(N)来实现，其中2(N)小于FFT的大小，以产生一个在无干扰范围内的参考频率(f(REF))，并且在VCO调谐范围方面是可管理的，并且还会产生可管理的环路滤波器。VCO以f(REF)的整数倍运行。随后，压控振荡器的输出必须除以(FFT Size)/2(N)，其中2(N)同上。

例如，对于1024点FFT，将采样频率除以8将从250kHz采样时钟产生31.250 kHz。这可以是所有相位比较器工作的频率。锁相环每个都有一个VCO除以与箱号相关的整数。每个压控振荡器的输出也将在(1024/8)= 128处有一个分频器，以产生相干激励频率。例如，对于Nyquist之前的激励频率1 bin, VCO工作在31.96875MHz，激励频率为249.7558kHz。这个频率不一定是最好的选择频率，它只是一个例子。

如果主要功能感兴趣的频率范围被限制在几个khz -通常是压力，负载，温度等的情况-可以使用可能更适合电容传感器的频率范围，或者例如，在50kHz范围内。例如，可以在53kHz-73kHz范围内产生一组32个相干频率，优选为奇数。该组的第三次谐波将不显眼地落在94kHz-123kHz的范围内。