LTC1597 16位电流输出DAC使用16位精确LT1468作为I-V转换器，能够在1.7µs到2µs附近稳定(1)。对于需要更高吞吐量的应用，例如电路测试，有机材料的静电分选或MEMS的静电驱动，1µs沉降似乎是一个共同的目标。本文展示了一种可在1µs内实现沉降的复合放大器。

图1所示的拓扑结构结合了LT1468的低噪声、低偏置、低输入电流质量，以及LT1227的快速回转输出。第一级的输出仍然作为驱动补偿电容的节点，但配置了+7闭环增益的第二级LT1227产生输出，并且是全局和直流反馈的来源。

然而，由于在第二级中除了放大器本身之外没有带宽限制，因此放大器的宽带噪声产生的噪声大大超过1 LSB。

此外，由于DAC输出端的大电容的影响，在第一阶段出现峰值。来自第一个放大器的噪声也被第二个放大器的固定增益放大。这就需要带宽限制，将噪声水平降低到可以接受的水平，使用通常的期望，即信号在稳定后保持在1 LSB以内。如图所示，1阶2MHz低通将使稳定时间延长5%左右。注意，稳定时间依赖于DAC输入代码。

解决时间的两个改进因素本身是值得考虑的，但对于这部分的许多应用程序来说，可能更重要的是，它可以相当快地接近目标输出，并且在代码更改和振幅之间以更一致的方式。此外，由于复合材料不花费太多的时间在摆速限制状态，谐波失真减少。

对于任何重大的代码更改，LT1468本身的拓扑将受到转换率的限制。在波形产生的情况下，摆率限制本身就是奇阶谐波失真和调制间失真的原因。任何不匹配之间的积极和消极的回转，负责二次谐波失真。

如果LTC1597用于低于几kHz的波形产生，这些影响不是很显著，二谐波失真在-95dB数量级，但在5kHz至10kHz以上，与转换限制相关的失真变得越来越明显。在20kHz时，LT1468的摆率将满量程信号限制在约70dB的无杂散动态范围图(SFDR)。在20kHz时，复合材料产生-95dB SFDR的数量级。在倍增应用程序方面也可以实现类似的改进。

您会注意到，在复合情况下，补偿电容器更大，但组合速度更快。由于LT1468输出端的信号摆幅与输出级的闭环增益相同，因此需要更大的上限。由于补偿电容的相对值较大，与DAC反馈路径中极点相关的相移在更大程度上减小，因此复合材料的相位裕度得到了改善。

由于有更多的相位裕度，以及大约16dB的开环增益，稳定时间相对于代码的可变性减少了。稳定时间的变化是由于I-V级反馈因子或噪声增益的变化，以及随着输出电容和噪声增益的变化而产生的相位裕度变化。在反相增益为1的放大器的情况下，反馈因子通常为2。补偿通常是在噪声增益的一个极端过度补偿和另一个极端补偿不足之间的折衷。请注意，较高频率下的噪声增益受DAC输出电容和补偿电容的影响。

在单放大器IV级的情况下，使用比最佳补偿电容更大的电容，虽然提高了相位裕度，但会导致瞬态高频分量的衰减，因此沉降减慢，或过度补偿。如果补偿电容不足，则由于反馈网络中的极点而没有足够的相位裕度，放大器将会环形，可能是无限期的。

请注意，这种复合材料的稳定性取决于一级的主导极和速度快得多的二级，以便在整个回路周围保持足够的相位裕度。抵制在LT1227的反馈回路中放置电容器的诱惑，不要用明显较慢的放大器代替。

如果需要该DAC输出端的低噪声，则带宽减小滤波器必须跟随输出。

沉降扩展的程度取决于所使用的滤波器的性质，但在大多数情况下，低阶滤波器可能更好，因为它可以减少噪声带宽，但不太可能响。3-4 MHz的噪声带宽将噪声降低到1 LSB级别。一定程度的补偿不足将补偿滤波器的影响，并允许与没有滤波器的最佳补偿非常相似的沉降时间。

对于快速接近很重要的情况，该复合材料的输出将在约200ns内达到12位精度，而LT1468仅为约1µs。

这种复合材料还有其他一些微妙的性能优势。LT1468在驱动LT1227输入时没有义务驱动任何显著的输出电流，因此不会出现任何热尾。由于DAC反馈电阻、输出电容以及LT1468压转率的变化，这些电路的稳定时间是可变的。如果在原始拓扑或组合中需要最佳结果，则可能需要修剪。

LT1468单独是一种比复合电路更简单、功耗更低的解决方案，根据噪声要求，可能不需要输出滤波器。如果负载不能通过滤波器的较高输出阻抗来驱动，则原始拓扑可能是更好的选择。如果原始的速度不够快，或者如果需要低谐波失真，请尝试合成。

图1包含一个替代补偿方案，该方案补偿LTC1597内置的输出去glitcher开关阻抗。

(1)有关LTC1597的高速沉降性能(与LT1468结合使用)以及如何测量它的更多信息，请参见Jim Williams的应用说明74。