LT1715是业界最快的双比较器之一，具有4ns的传播延迟和150MHz的切换速率。它也是通用的，提供单独的输入和输出电源引脚，允许输入范围完全独立于输出逻辑电平。内部迟滞使lt1715易于使用，即使有噪声或缓慢移动的输入信号。其他功能包括一个输入通用调制解调器，不仅是地面感应，但扩展100mV负轨以下，以及高电流轨到轨输出阶段。TheLT1715使用很小的功率-仅5.6毫安比较器在5V双电源，或4.6毫安在3V单电源。为了节省空间，这两个比较器都适合MS10包。

电路描述

输入级

图1显示了输入级的简化原理图，由PNP差分对和附加电路组成，以提高共模和差分模电压范围。首先，输入器件的发射极上的肖特基二极管在差分输入电压较大时保护它们免受反向基极发射极击穿。名义上，在输入近似相等的情况下，两个pnp正向偏置，它们的发射器处于相等的电位，肖特基二极管传导相等的电流。如果施加一个差分信号，输入晶体管的发射器也会看到一个差分电压，当差分信号达到大约两个二极管下降时，最终关闭低电位输入的肖特基二极管。在这一点上，由于肖特基二极管阴极的电流源大于单独的任何一个输入晶体管电流源，NPN输入晶体管将打开，除pnp输入器件的电流源外，还将传导电流。这个动作限制了PNP输入晶体管的反向偏置到一个NPN V(BE)。这种拓扑结构的一个同样重要的好处是，较高的差分输入可以在不破坏输出极性的情况下振荡到共模范围以上。因此，只要一个输入保持在共模范围内，另一个输入是有效的轨对轨。

另一对肖特基二极管在输入电压低于输入公共调制范围时防止相位反转。当一个输入低于底轨，另一个输入保持在共同调制范围内，晶体管与较低的输入电压开始饱和。在这一点上，增益电阻上的电压接近负电压，可能低于对面增益电阻上的电压。通过肖特基二极管将反向增益电阻连接到输入端，反向增益电阻的电压将随着输入端的下降而降低。由于PNP V(BE)和肖特基二极管降的差异大于增益电阻上的电压，在低电位输入晶体管饱和之前，相反的集电极将被拉到负轨以下，其集电极上的电压降至负轨。因此，输入级保持正确的输出极性。

增益和滞后阶段

如图2所示，增益级主要由anNPN差分对组成。一对pnemitter从动器缓冲来自输入级的信号，之后一对肖特基二极管电平移位信号以避免使差分对的电流源饱和。在差分对的集热器处，信号在进入输出阶段之前通过另一对发射器跟随器进行缓冲。迟滞是通过根据增益级的输出极性将电流导向级输入端的发射极跟随器，从而改变其正向偏压而产生的。由于迟滞电流来自与发射极跟随器腿相同的源，因此电压迟滞量可以非常精确地控制。

输出级

图3显示了一个简化的输出级示意图。首先，来自增益级的差分信号被分成两个独立的驱动信号，使用两个互补的差分对，一个参考每个轨道。然后，通过发射极跟随器将上、下两个信号进一步从轨道电平移动一个二极管，然后通过第二个发射极跟随器对输出器件的电流增益进行缓冲。输出晶体管在轨道到轨道输出的共同发射器配置，肖特基钳，以防止饱和。最后，输出端的反向偏置二极管保护电路免受ESD冲击。

拆分供应灵活性

LT1715的输入和输出阶段有单独的电源引脚，允许灵活的操作，适应输入和数字输出的单独电压范围。当然，通过将+V(S)和V(CC)连接在一起以及将V(EE)连接到gnd，可以使用单个3V或5V电源。在任何配置中都必须遵守以下规则:

虽然接地引脚不需要连接到系统接地，但大多数应用程序将以这种方式使用它。图4显示了几个有效的配置。最后一个不太常见，但可能是有用的电平转换器;输入级从-5.2V和地运行，而输出级从3V和地运行。在这种情况下，共模输入电压范围不包括地，因此将V(CC)连接到3V可能会有所帮助。反之，只要不违反上述规定，V(CC)也可以系在地下。

燃烧的速度

切换率并不总是为比较器指定，也可能不是所有应用程序都需要。然而，在快速时钟和数据收发器、峰值检测器和晶体振荡器中，部件在轨道之间快速切换的能力非常重要。虽然设计人员经常使用上升和下降时间或比较器的传播延迟来近似最大开关频率，但这种计算通常过于乐观，特别是在轨对轨输出设计中。LT1715的设计是为了最大限度地提高切换速率，通常可以使用高达150MHz的数据表中所述。

应用程序

双差分线路接收机

theLT1715的高速度和灵活性使其成为线路接收机数据恢复应用的理想选择。良好控制的偏移和迟滞与快速传播延迟和高频切换率相结合，使该电路能够准确地接收各种输入信号。电源的灵活性允许输出逻辑符合几乎任何标准- ecl, PECL,TTL等-不浪费功率和最小的外部电阻。图5显示了一个完整的接收器，它具有近9V的公共调制范围输入和150MHz的3VLVCMOS兼容输出。图6显示了25mV(PP)，正弦波时钟和数据输入分别在100MHz和50mhz时产生的干净输出波形。

在lt1715的输入端显示的是terminating50欧姆同轴电缆的终端电阻以及快速钳位二极管，当数据线处于较大esd冲击风险时推荐使用。

快速，准确的峰值检测器

在高频下工作良好的峰值检测器是非常困难的。必要的比较器需要显著的输出电流驱动，高转换率，以及快速脉冲开关的能力，以准确地将电荷放置在采样电容上。图7显示了一个闭环峰值检测器中的LT1715。快速的1n5711肖特基二极管和2k欧姆限制电阻放置在反馈回路内，因此它们的下降不会影响输出电压的直流精度。只有当LT1715的输出高于输出采样电容时，二极管才会导通，此时LT1715将电容调高，电流受the2k欧姆串联电阻限制。如果没有这个电流限制，LT1715的电流驱动能力与传播延迟和迟滞相结合，使输出由超调引起的正DCoffset。当电容电压超过LT1715的迟滞带的输入信号时，LT1715的输出旋转到底轨，关闭二极管。在这种状态下，LT1715的PNP输入拓扑是非常有益的-非反相输入小于反相输入，因此PNP反相输入晶体管关闭(轻微偏置的NPN保护装置如果打开将下降到6µA以下)，留下采样电容仅由1毫欧下拉电阻排干。图8显示了闭环检测器对1V(PP)和4V(PP)地心输入正弦波的精度。由于输入电源连接到分路电源，由于比较器没有过度驱动，因此不需要二极管箝位地下输入信号。因此，在检测器的输入处保持高阻抗，并且对于日益增加的负信号没有恢复惩罚。同时，输出级受益于单独连接到5V单电源。在这种配置中，输出只需要从地转换，而不需要从每个脉冲的V(EE)转换，从而显着提高高频性能。图9显示了比较器非常高的速度所产生的令人印象深刻的线性。即使在100MHz时输出精度下降到80%，LT1715在很宽的幅度范围内仍然具有几个百分点的线性度。这种线性度允许用户缩放输出，以检索实际的输入幅度，即使在频率的地方，检测器有显著的误差，只要信号的频率是已知的。

轨对轨脉冲宽度调制器

在需要高频可变PWM发生器的应用中，LT1715提供了一个小而简单的解决方案，如图10的电路所示。顶部比较器U1A充当斜坡发生器。通过R1和R2的偏置电阻和7:1的r3正反馈比将正输入设置为约2.5 v±250mV。反相RC反馈产生一个松弛振荡器，每次通过±250mV正输入电压时，将比较器跳闸到相反的输出状态。在C1上创建的880kHz三角波然后传递到第二个比较器U1B的反相输入。要调制的输入信号，参考从0V到5V，首先划分以匹配2.5V±250mV斜坡输入，然后设置占空比，第二个比较器作为阈值检测器。

脉宽调制信号的线性度可以通过在输出端放置低频滤波器来消除开关噪声来确定。这可以解调信号，然后可以查看并与原始输入信号进行比较。用频谱分析仪和1khz参考信号测量，该电路的失真产品在小输入幅度下优于70db(0.03%)。图11显示了令人印象深刻的失真图与1KHz正弦波的幅值。随着输入幅值的增大，使用的不完全RC衰减三角波的比例增大，误差增大。在输入幅度超过4v (PP)时，随着LT1715的输出摆幅开始达到极限，高阶失真开始占主导地位。

结论

theLT1715双比较器的多功能性和易用性使其能够解决各种系统设计问题。其快速的4ns传播延迟，150MHz切换速率和灵活的供电配置使theLT1715在许多比较器不足的应用中大放异彩。