电子电位器(EPOTS)为设计人员提供了通过数字接口控制电阻的机会，可以在某些电路中代替机械电位器或dac。虽然每个应用电路都有自己特定的细微差别(有时会随着时代和技术的变化而变化)，但考虑直流偏置的电路通常使用相同的基础。本文讨论了各种运放直流偏置调整电路及其优缺点。

在某些系统中，输入端的直流偏置电压会对输出产生很大的误差。在高增益配置中尤其如此。可以添加一个失调调节电路，使失调电压变为“零”，即使输入失调电压很大，也可以实现高增益级。一些运算放大器通过专用引脚提供内部失调调节;对于这些器件，电位器以运算放大器数据表中所讨论的直接方式使用。以下应用电路对运算放大器使用外部偏置调整，而运算放大器不具有专用偏置调整引脚。

斯蒂文等效电路

在介绍的几个电路中，EPOT的使用如图1所示。请参考应用说明“寻找基于pote的电阻网络的Thevenin等效电路”以获得方程的推导。电路可以通过用等效的Thevenin取代EPOT网络来简化。

这些方程可以进一步简化为R2<<R1和Re<<R1。有了这些假设，

Rth = ~R2，且

Vos = ~(Vn + (Vp-Vn)N) × (R2/R1)。

EPOT偏置网络可以看作一个源阻抗为R2的电压源。如果在给定的运放配置中阻抗Rth是一个问题，则可以通过使用电压跟随器大大降低。例如，看看MAX4165，它的输出阻抗为0.1欧姆。然而，在大多数配置中，Rth的阻抗可以忽略不计。

基本反相放大器

图2中的图表显示了向基本逆变配置添加偏移调整的一种简单方法。

由于该拓扑结构实际上是一个求和放大器配置，其调节电压输入来源于EPOT，因此在输出端看到的全部可用失调调节范围是注入电流乘以反馈电阻或±Vos × (Rf/R1)。当Rf = 10K, R1 = 4.7M时，得到的电流为±3.2uA，失调调节范围为±32mV。如果使用32分接EPOT，则每步约为2mV。

另一种反相配置使用非反相输入来调整器件的偏移量，如图3所示。

这种方法的一个优点是，失调电阻网络是独立于反馈网络。因此，在源阻抗和输入漏电流需要使用非常大的Ri或Rf值(即非常高增益电路)的情况下，这种配置是首选的。在该电路中，加到输出端的失调电压为Vos(1+Rf/Ri)，其中Vos为运放非反相输入端的电压。Vos的全范围调节为±15V × R2/(R1+R2)。R1=470k欧姆， R2设为100欧姆， 50k欧姆， 32分接，EPOT，全范围调节为±3.2mW，每步为~2mV。使用图1的Thevenin等效电路，可以确定与给定EPOT设置相关的电压设置。为了确定Rth对系统的影响，将其乘以运算放大器的输入电流。在大多数情况下，这个数字是微不足道的。

非反相配置

图4显示了使用EPOT进行偏移调整的非反相放大器配置。因为电阻器Ri不直接与地相连，所以这个电路的方程相当复杂。通过使用Thevenin替换和简化假设，分析变得更加直接。

该电路的输出电压为:

Vo = Vin(1+Rf/(Ri+Rth)) - Vos(Rf/(Ri+Rth))

由式(1)可知，Rth = R2。由式(2)可知，Vos = ~(Vn+ (Vp-Vn)N) × (R2/R1)。假设R2<<Ri，则R2可以忽略。使用Thevenin等效网络，电路简化为图5所示。

高增益非反相配置

另一种非反转配置如图6所示。该电路的一个潜在误差来源是注入的偏置电流(即额外电流I(R1)与Ri中的电流之比)随输入信号的幅度而变化。这是因为这种配置迫使放大器的反相输入与输入信号相同。因此，对于运算放大器负输入端的电压变化相对较小，导致电流I(R1)变化较小的高增益系统，建议采用这种配置。

差动放大器配置

图7显示了配置用于偏移调整的差分放大器。在标准配置中，电阻Rf'直接连接到地。相反，如果它连接到理想电压源，则该电压直接作为偏移量出现在输出上。

R2上的电压是将直接加到所示电路输出上的失调电压。如果我们将R2视为与Rf’相比可以忽略不计的阻抗，则输出方程变为:

Vo = -Vin × (Rf/Ri) + Vos

其中Vos是R2上的电压，可以使用图1所示的thevenineequivalent来计算。

在实际电路中，EPOT偏置网络增加的等效源阻抗会给系统增益增加一个误差。这很容易通过将电阻网络替换为其等效的Thevenin来说明:

图8显示了Rth的等效阻抗是如何增加不平衡的。这可以通过调整Rf'来补偿。虽然在EPOT的整个范围内，由于Rth可能仍然存在一些非线性，但在大多数情况下，由于Rth将由R2主导，这些非线性是微不足道的。

总结

在本文中，我们介绍了在简单运算放大器电路中使用pots进行偏移调整的一些基础知识。虽然任何给定的系统可能不完全使用这些电路，但所讨论的原理应该是有帮助的，并为特定的应用提供了一个起点。