输入传感器或传感器分为有源或无源。无源传感器，如热电偶或光电二极管(在电压输出模式下)是将物理能量直接转换为电能的双端口设备，无需励磁源即可产生输出信号。有源传感器(如一般有源电路)需要外部激励源。例子可以在基于电阻的传感器中找到，例如热敏电阻，rtd(电阻-温度检测器)和应变片;它们需要电流或电压来激发以产生电输出。

本文将考虑可用于有源传感器/传感器应用的各种激励方法，并将展示一些典型电路。讨论包括交流和直流励磁技术的优点和缺点使用电流和电压。用数据采集系统精确测量低电平信号通常需要的不仅仅是简单地将换能器的输出连接到信号调理电路，然后连接到数字转换器。为了在测量系统内保持高分辨率和准确性，设计人员必须谨慎选择传感器的激励源，并在将低电平信号从传感器传输到A/D转换器时使用现场布线方案。图1显示了基于传感器的数据采集系统的一般框图。在这些系统中获得的数据的完整性取决于这里所示的信号路径的所有部分。

对于给定的激励源，系统设计人员面临着测量输出信号和处理可能出现的问题的挑战。例如，布线电阻和噪声提取是与基于传感器的应用相关的最大问题之一。为了追求测量系统的最佳性能，有多种测量技术可供使用。主要选择包括比率与非比率操作，以及2线与3线和4线开尔文力/感测连接。

激发技术

有源换能器可以通过控制电流或电压来激发。在电压和电流激励之间的选择通常由设计者自行决定。在数据采集系统中，恒压激励用于应变和压力传感器并不罕见，而恒流激励用于激励rtd或热敏电阻等电阻传感器。在嘈杂的工业环境中，由于电流励磁具有较好的抗噪性，因此通常更可取。

交流或直流励磁源可用于换能器应用;每种方法都有优点和缺点。与直流励磁相关的优点包括实现简单和低成本。直流激励的缺点包括由于偏移和寄生诱导热电偶效应而难以将实际信号与不需要的直流误差分开。直流偏置不固定;由于温度漂移和热源和1/f噪声源，它们的变化不可预测。

虽然交流励磁技术更昂贵的实现，他们提供了许多性能优势。交流励磁的工作原理类似于精密放大器中使用的斩波方案;它在换能器信号调理电路中有利地用于消除偏移误差，平均1/f噪声和消除寄生热电偶的影响。由于对1/f噪声的灵敏度降低，可以用更低的激励电流或电压产生可识别的输出信号。减少激励意味着电阻式传感器中电流的自热效应可以大大降低。由于涉及相对较窄的带宽，交流励磁也可能比直流励磁提供更大的抗射频干扰能力。

在选择能提高系统整体性能的励磁源时，有两个主要因素。首先，分辨率:激励的大小应该足以使被测变量的最小变化产生足够大的换能器输出，以克服系统中的噪声和偏移。第二，功率水平:如果传感器是电阻式的，设计人员必须确保流经传感器的激励电流的自热效应不会对测量结果产生不利影响。

比率运算与非比率运算

图2显示了电桥换能器应用中的比率结构。换能器励磁和A/D转换器使用相同的参考源。给定百分比的励磁变化由转换过程中相同百分比的变化抵消(反之亦然)。ADC输出代码D(OUT)是转换器输入AIN与参考VREF之比的数字表示。由于变换器的输入和参考源来自同一个励磁源，励磁的变化不会引起测量误差。因此，在比率结构中，如果换能器测量的变量不变，ADC的数字输出代码不受电桥激励变化的影响。

因此，要实现精确的测量，不需要精确的稳定参考。比率运算非常强大;它允许测量和控制，使用系统电源，获得独立于电压参考或励磁电源的稳定性的精度。由于大多数adc的电源抑制相当高，电源电压的漂移不会对测量产生不利影响。

图3展示了直流非比例操作的缺点。它显示了桥式换能器应用中典型的非比例结构。与前面的应用一样，ADC输出一个数字代码D(OUT)，即AIN与VREF的比值。在这个例子中，输出代码对电桥激励和参考电压之间的相对变化很敏感。激发电压的任何变化都是ADC看到的输入电压的变化。由于参考点与激励无关，因此数字输出代码将反映变化的激励。非比率电路主要适用于需要根据绝对基准进行测量的应用，或者单个转换器服务于各种不相关输入的应用。由于参考、激励等的变化不会被去除，而是会反映在测量中，因此大多数应用都需要高度精确、精确和稳定的参考和激励源。

在高分辨率数据采集系统的设计中，设计人员应始终牢记比率运算的成本效益，只要它的使用是可行的。

连接配置

在温度测量应用中，当连接到电阻传感器(如rtd和热敏电阻)时，可以采用多种接线配置。基本的2线、3线和4线连接如图4所示。为什么这些格式具有不同的复杂性和成本?如果不采取适当的预防措施来消除引线电阻，特别是在低电阻100 w RTD应用中，引线电阻可能会引入显着的测量误差。在RTD电路中，一种受控的(通常是恒定的)电流通过传感器，这是一种电阻，其电阻随温度逐渐、可重复地近似线性增加。当它的电阻增加时，它的电压降也会增加，虽然很小，但可以毫不困难地测量。

在理想的应用中，测量的电压应该只包括传感器本身电阻的增加。但是，在实际中，特别是在双线制配置中，在测量点的传感器端子之间的实际电阻包括传感器和引线的电阻。如果引线电阻保持恒定，则不会影响温度测量。然而，导线电阻确实随温度变化;并且随着环境条件的变化，导线电阻也会发生变化，从而引入误差。如果传感器是远程的，电线很长，这种误差源在RTD应用中将是显著的，其中标称传感器值将为100 W或1 kW，增量变化通常为0.4%/°C。热敏电阻应用，其中标称传感器电阻值高于rtd，往往是不太敏感的引线电阻，因为引线贡献较小的误差。

左图所示的2线制配置是上述三个系统中精度最低的，因为引线电阻2RL及其随温度的变化会导致显著的测量误差。例如，如果每根导线的引线电阻为0.5 W，则RL会在电阻测量中增加1 W的误差。使用a = 0.00385/°C的100 W RTD，电阻表示1 W/(0.385W/°C)或2.6°C的初始误差，并且引线电阻随环境温度的变化会导致进一步的误差。

图4中的3线制配置比2线制配置提供了显著的改进，因为消除了一根载流引线。如果返回到V(+)的测量导线馈送到高阻抗节点，则该导线中没有电流流过，也不会引入接线误差。然而，RTD回线V(-)和I(-)的引线电阻和热特性仍然会引入误差，因此误差已减少到两线制系统误差的一半。

与2线和3线配置相比，图4中的4线配置在准确性和简单性方面提供了最佳性能。在这种应用中，通过测量RTD处的温度，可以消除由引线电阻和热效应引起的误差。RTD的回线通常由高阻抗电路(放大器/数字转换器)缓冲，因此回线中没有电流流动，也不会引入误差。

如果有两个匹配的电流源，可以设计3线制系统，基本上消除任何布线电阻或热效应。图5显示了一个使用AD7711转换器的示例。激励由上200µA电流源的电流提供，流过连接导线RL1的电阻。低电流源提供流过另一条测量线的电流，其电阻为RL2，产生与RL1上的电压降基本相等且相反的电压降，当差分测量时将其抵消。两个电流的总和无害地流过回路(RL3)到地(差分测量忽略共模电压)。200µA电流流经系列12.5 kw电阻器，产生一个电压，作为转换器的参考电压，提供比率测量。

AD7711是一款高分辨率西格马 - 得尔塔 ADC，可将RTD电压转换为数字电压。AD7711是该应用的理想转换器选择;它提供24位分辨率，片上可编程增益放大器和一对匹配的RTD励磁电流源。从示例中可以明显看出，不需要额外的信号调理组件就可以构建完整的解决方案。

交流励磁

图6显示了电桥传感器应用中与直流激励和测量相关的一些系统误差源。在这个桥电路中，不可能区分放大器的直流(和低频)输出有多少实际上来自桥，有多少是由于错误信号。由1/f噪声、寄生热电偶和放大器偏置引入的误差不能处理，除非使用某种方法将实际信号与这些误差源区分开来。交流励磁很好地解决了这一问题。

桥式换能器的信号依赖于励磁，通常很小。若激励为5v，电桥灵敏度为3mv /V，则最大输出信号为15mv。这些低电平信号提供的信息退化的来源包括噪声(热噪声和1/f噪声)、寄生热电偶电压和放大器偏移误差。例如，寄生热电偶存在于正常电路布线中。锡铅焊料和PC板铜线之间的连接处，如果整个电路存在热梯度，则会引入3至4 μ V/°C的热电偶效应。电路板的铜走线和放大器的kovar引脚之间也存在热电偶结，产生高达35 μ V/°C的电压误差。在高分辨率数据采集系统中，这些热电偶误差，以及放大器偏置误差和系统中的噪声，都将导致显著的直流和低频误差。

交流励磁是一种从信号中分离这些误差的有效方法。利用方波进行交流激励，在两次测量之间将激励信号的极性反转，可以有效地消除直流感应误差。这种斩波方案还具有去除1/f噪声的效果，在这些应用中，噪声在低频(直流到几Hz)占主导地位。

图7显示了如何为交流励磁配置电桥。电桥的激励电压的极性在交替周期上反转，使用晶体管Q1到Q4来执行开关。所有的感应直流和低频误差被集中在一起作为EOS。在第一阶段，Q1和Q4处于开启状态，Q2和Q3处于关闭状态;输出VOUT由(V(A) + E(OS))给出。在阶段2中，Q2和Q3处于导通状态，Q1和Q4处于关断状态，输出V(OUT)，表示为(-V(A) + E(OS))。实际输出是两相的和，使V(OUT) = 2 × V(A)。交流励磁的控制信号必须是无重叠的时钟信号。该方案以更复杂的设计为代价，消除了与直流励磁相关的误差。

图8显示了一个使用AD7730桥式传感器ADC的桥式传感器应用，它包括片上所有必要的电路来实现交流励磁，并在励磁开关后产生计算输出结果。

AD7730 sigma-delta ADC是一款适用于称重和压力测量应用的完整前端。操作从单个+ 5v电源，它接受低电平信号直接从传感器和输出串行数字字。输入信号被应用到基于调制器的专有可编程增益前端。低通可编程数字滤波器具有可调的滤波器截止，输出速率和稳定时间处理调制器输出。有两个缓冲的差分可编程增益输入，以及一个差分参考输入。它接受四个单极和双极输入范围从10毫伏到80毫伏满量程。

直接实现的峰对峰分辨率是230,000个计数中的1个。片上6位DAC允许补偿重量级应用中的电压。该设备的串行接口可以配置为三线操作，并与微控制器和数字信号处理器兼容。AD7730包含自校准和系统校准选项，并具有小于5 nV/°C的失调漂移和小于2 ppm/°C的增益漂移。由于这种水平的漂移性能，通常不需要在现场进行校准。

在图8中，晶体管Q1到Q4执行激励电压的切换。这些晶体管可以是离散匹配的双极或MOS晶体管，也可以是专用的桥接驱动芯片，如Micrel公司的4427。

由于输入电压和参考电压在交替周期内反转，AD7730必须与这些激励电压的反转同步。对于同步开关，它提供开关励磁电压的逻辑控制信号。这些信号是非重叠CMOS输出，ACX和ACX。交流励磁遇到的问题之一是开关后输入信号的稳定时间，特别是在从电桥到AD7730的引线较长的应用中。转换器可能产生错误的数据，因为它正在处理的信号没有完全解决。因此，允许用户在ACX信号的切换和输入数据的处理之间编程高达48.75µs的延迟。AD7730还根据输出更新速率缩放ACX开关频率。这避免了以比系统所需的不必要的更快速度切换桥接。

AD7730处理与激励电压相同的参考电压的能力在交流激励中特别有用，其中参考输入上的电阻分压器安排增加了与开关相关的稳定时间。

在电阻式传感器测温应用中，交流励磁可以有效地消除自热的影响。当使用RTD测量温度时，激发电流本身(无论多么小)产生I(2)R，或焦耳加热，产生的指示温度略高于被测温度。自热的程度在很大程度上取决于RTD所浸入的介质。RTD在静止空气中的自热温度比在流动的水中高得多。

对于常用的直流励磁，通过传感器的励磁电流必须足够大，以使要测量的最小温度变化导致的电压变化超过系统的噪声、偏移和漂移。克服这些误差所需的激励电流通常为1mA或更大。RTD内的功率耗散导致温度升高，在测量中引入漂移误差，降低系统精度。例如，使用1 ma直流励磁源和1 kw RTD，其自热效应为0.05°C/mW，导致漂移误差为0.5°C。

由于交流励磁源将减少偏移和漂移效应，在许多应用中可以使用更小的励磁电流。因此，减少励磁电流不仅减少了RTD中的自热效应(通过电流减少的平方!);如上所述，它还减少了相关的直流和低频输出误差。

图9显示了用于交流激励RTD测量的AD7730高分辨率西格马 得尔塔转换器。在本应用中，AD7730使用分路电源工作，即AV(DD)和DV(DD)处于单独的电位，AGND和DGND处于单独的电位。有了这种安排，AV(DD)或DV(DD)必须不超过AGND 5.5V。因此，当使用±2.5 V电源时，数字地(即系统地)的DV(DD)必须限制在+ 3v。

AD7730的ACX输出控制本应用中电流的反转，是相对于AV(DD)和AGND电源建立的。当ACX高时，100µa的电流沿一个方向流过RTD;当ACX较低时，100µA电流沿相反方向流过RTD。开关极性电流源采用标准电压-电流转换配置中的运算放大器U1和U2开发。AD7730配置为交流激励模式，在其ACX输出处产生方波。在转换过程中，ADC需要两个转换结果-一个在ACX信号的每个相位上-并在ADC内组合它们以产生一个代表测量温度的数据输出字。

例如，如果在ACX信号的第一相期间RTD输出为10 mV，并且由于寄生热电偶存在1 mV电路诱导的直流误差，则ADC测量为11 mV。在第二阶段，激励电流被逆转，ADC从RTD测量-10 mV，并再次看到+1 mV的直流误差，在这一阶段给出-9mV的ADC输出。这些测量在ADC内进行处理(11mv -(- 9mv)/2= 10mV)，从而消除系统内直流引起的误差。交流励磁允许在RTD应用中有效地使用接近100µA的电流，如图9所示，大大减少了自热效应。

由于变换器的基准电压是利用励磁电流产生的，所以RTD的电阻是按比例测量的。因此，电压-电流转换器中的外部电阻值不会影响系统精度，因为驱动电流的精确值并不重要，约为1%。因此，100 ppm/°C电阻器就足够了。然而，RREF的电阻(利用电流产生ADC参考电压)必须在温度范围内保持稳定，以避免测量输出中的参考误差。如图所示的电路，测量温度范围从-200°C到+200°C可以很容易地适应。

由于线频拾取可以产生偏移，如果斩波是在线频(50或60赫兹)，斩波操作建议在异步57赫兹(其中滤波器空发生)。当使用AD7730在其单极0-20 mv范围内，更新速率为57 Hz时，可实现16位峰对峰分辨率。在RTD应用中使用AD7730的另一个重要优点是它具有抗相关电场和快速瞬态爆发(EFT)的能力。当在噪声环境下工作时，建议使用AD7730的斩波模式。AD7730中使用的斩波稳定技术可以消除偏置并最小化偏置漂移。当AD7730工作在CHOP模式时，信号链(包括第一级滤波器)被切碎。这降低了整体漂移性能低于5 nV/°C。AD7730可以在30 MHz至1 GHz的电场(1 V/m至3 V/m)下工作，在整个频率范围内具有平坦偏移。在没有斩波的情况下，在电场的作用下，偏置性能会下降，并随频率漂移。

总结

在设计高分辨率数据采集系统时，必须注意选择励磁方式、换能器的励磁源以及将低电平信号从换能器传输到A/D转换器时所采用的现场接线方案。

换能器可以用交流或直流电流或电压激励。直流励磁比交流励磁应用更广泛，因为使用直流励磁的系统更容易实现和故障排除;但它们也有一些缺点。传感器处的激励幅度必须足够大，以至于要测量的最小变化也会导致电压变化超过系统的噪声、偏移和漂移。

如果期望有较大的直流误差和低频噪声，交流励磁是有用的。在交替周期上切换励磁源，测量产生的振幅并取平均值，以提供转换结果。因此，交流激励消除了信号链中1/f噪声和直流诱导寄生热电偶效应的影响。这使得激励大大减少，从而减少了电阻型传感器自热带来的误差。这些好处通常超过了更高的实现成本和在进行测量之前必须确保充分解决的注意所带来的缺点。

可选择的传感器接线配置，涉及从2到4线，根据所需的精度。四线制配置通过消除由于引线电阻和布线中的热效应而产生的误差，提供最佳的精度。系统可以配置共同的激励和参考(比率)，或独立的参考(非比率)。比率法是首选，因为它允许测量和控制的精度大于电压参考或励磁电源的稳定性。测量对激励变化不敏感。

结论:在可能的情况下，高分辨率数据采集系统的最佳设计应该使用4线配置，并利用比例操作和交流励磁的优势。