LTC1709-7利用PolyPhase 开关技术减少了输入电容器的数量和电感的尺寸，并延长了电池寿命。随着CPU时钟频率的增加，对核心供电电流的需求也在增加。今天的22A CPU核心电流要求将单级交换机推向最大。设计在LTC1709-7中的多相开关允许使用更低成本，更低轮廓的部件，并改善瞬态响应。

LTC1709-7是一款双电流模式多相控制器，可驱动两个同步降压级180°失相。这款小型SSOP-36封装控制器集成了四个高电流MOSFET驱动器，一个用于真输出遥感的差分放大器，自动电流共享电路，电源-good指示器和5位移动VID控制。LTC1709-7还具有突发模式操作和轻负载时的断续导通模式操作。由此产生的电源解决方案在任何负载条件下都是高效率的，并且占用最小的电路板空间。

1步，2相CPU核心电源

图1显示了使用LTC1709-7作为CPU核心电源的典型应用电路。在1步配置中，CPU核心电压直接从墙上适配器或电池降压。输入电压可在7V ~ 24V之间。输出电压在0.925V和2V之间，由5位VID输入编程。该电源将为CPU核心提供22A的最大电流。仅使用一个IC，四个SO-8 mosfet和两个1.8µH低轮廓表面贴装电感，在20V输入和1.8 v /22A输出时效率可达83%。在4A至22A的整个负载范围内，效率可保持在80%以上。由于输入电压高，底部mosfet的主体二极管的反向恢复损耗可能是显著的。肖特基二极管需要与底部mosfet并联，以减轻反向恢复问题。由于在最大输入电压下的开关损耗相对较高，因此选择200kHz的开关频率。

图2显示了输入为20V，输出为1.6V时实测负载的瞬态波形。负载电流在0.2A和22A之间变化，转换速率约为30A/µs。由于输出端只有6个低ESR SP帽(180µF/4V)，负载瞬态期间的最大输出电压变化小于140mV(P-P)。请注意，由于稳态占空比小，高到低负载阶跃响应比低到高负载阶跃响应慢。本设计采用有源电压定位来减少输出电容的数量(有关有源电压定位的更多详细信息，请参阅线性技术设计方案10)。R9和R6在不损失效率的情况下提供输出电压定位。

2步，2相CPU核心电源

在前面描述的一步解决方案中，CPU核心电源的输入电压可以高达24V。由此产生的低占空比减缓了高到低负载的瞬态响应，如图2所示，并增加了同步场效应管中的电流应力。这增加了输出电容器和mosfet的尺寸和成本。高输入电压也增加了顶部MOSFET的开关损耗和功耗。为了尽量减少核心电源中产生的热量，需要CPU核心电源从低输入电压源(如5V系统电源)获取电源。由于5V电源通常由电池或墙壁适配器产生，因此这种方法总共需要两步功率转换。

5V输入，2步CPU核心电源设计几乎与图1所示相同。唯一的区别是图1中的表所示的组件更改。如图3所示，与一步解决方案相比，两步设计将轻载效率提高了20%，满载效率提高了2%。如图4所示，负载瞬态响应也得到了改进。由于输出端少了两个SP帽，两步电路的性能与一步电路相似。

由于CPU功率可以大于40W，因此LT1709-7的5V电源输出额定电流可能超过15A。这将显著增加5V系统供电电路的功耗、成本和尺寸。如果3.3V和5V系统电源由两相LTC1876电路产生，则LTC1876电路中两个降压通道的功率不平衡会降低输入纹波电流抵消的有效性。必须在LTC1876电路的输入端使用更多的高压电容器(>25V)。有关更多信息，请参阅LTC1876数据表。

为LT1709-7供电的LTC1876电路要获得更高的效率和更低的总体成本，可能需要从两个不同的电源(3.3V和5V)获取CPU核心电源，如图5所示。通过这样做，可以优化3.3V和5V电源的设计，以尽量减少LTC1876电路的功率损耗。此外，由于3.3V输入通道的开关损耗较低，双输入设计进一步提高了轻负载效率。然而，由于没有输入纹波电流抵消，因此双输入设计需要在3.3V和5V轨道上安装更大的滤波电容器;从低到高负载阶跃响应将比单5V输入设计慢，如图6所示，因为3.3V输入通道增加电感电流的电压较小。关于2输入，2相设计的更多信息可以在线性技术设计说明222中找到。

表1比较了不同设计方法的性能。显然，就性能和CPU供应的大小而言，2步设计比1步设计具有优势。5V输入，两步设计在核心电源中具有最佳性能。

结论

基于LTC1709-7的低电压、大电流移动CPU电源，实现了高效率和小体积的同时实现。电容器、电感器和散热器的节省有助于将整体电源的成本降至最低。本文介绍的LTC1709-7电路适用于需要大核心供电电流的高速移动cpu供电。与1步解决方案相比，2步设计提供了更好的磁芯电源效率，并且需要更小的输出电感和电容器。