升压或升压DC/DC变换器通常缺乏真正的关断能力。升压变换器的输出通过电感和二极管连接到输入;当设备断电时，负载仍然连接到输入源，呈现可能的放电路径。甚至一些同步升压转换器也受到这个限制。LT1306内部2安培开关和整流器的独特配置克服了这一限制。当LT1306关闭时，输出与输入断开，消除放电路径。

此外，LT1306可以在输入电压超过输出电压时调节输出。这对于从4节碱性电池产生5V电源是有用的。新鲜时，电池电压约为6.5V，但耗尽时，电池电压仅为4V。只有当电池电压超过5V时，简单的升压变换器输出才会跟随输入电压，而当电池电压低于5V时，降压变换器或降压变换器将失去调节。在这两种情况下，LT1306将输出调节到5V。

最后，LT1306控制浪涌电流。安装新电池的用户无需担心高涌流，因为电池最初给输出电容充电。LT1306为一个难题提供了一个简洁的解决方案。

LT1306将所有这些功能封装在一个SO-8封装中。恒定频率，电流模式PWM器件运行在340kHz，并具有突发模式 操作，以在轻负载下保持高效率。空载静态电流为160μA，关机时仅消耗9μA。该设备可以外部同步到425kHz和500kHz之间的频率。

电路描述

在图1的框图中，虚线内显示了PWM控制路径。振荡器的自由运行频率修剪为340kHz。主电源开关Q1在时钟脉冲的后缘接通。当开关电流(通过电阻R(S)检测)超过由误差放大器输出、V(C)和补偿斜坡设定的编程电平时，Q1被关闭。这是当前模式控制。当V(C)卡在1.28V时达到开关电流极限。

误差放大器的输出决定了调节输出电压所需的峰值开关电流。因此，V(C)是输出功率的度量。在高负载时，电感的峰值电流和平均电流都很高。随着V(C)的增加，LT1306工作在连续导通模式(CCM)。随着负载的减小，平均电感电流降低，峰值电感电流也随之降低。如果电感电流在每个开关周期内返回零，则变换器工作在断续导通模式(DCM)。负载的进一步减少使V(C)向其较低的工作范围移动。

滞后比较器A3确定V(C)是否太低，使LT1306无法有效运行。当V(C)低于突发模式阈值V(B)时，比较器A3关断Q1。存储在电感中的任何能量都通过同步整流器传送到输出端。在此空闲状态下，LT1306仅从输入端吸取160μA。随着输出电压的下降，V(C)高于A3的上跳闸点。LT1306再次唤醒并向负载供电。如果负载仍然很轻，输出电压将上升，V(C)将下降，导致变换器再次空转。因此，电力的输送是突发的。突发频率取决于输入电压、电感、负载电流和输出滤波器电容。突发模式的输出电压纹波比CCM和DCM的输出电压纹波要大。突发操作提高了轻负载效率，因为突发模式操作的更高峰值开关电流特性允许变换器在每个开关周期中提供比跳周期DCM操作更多的能量。因此，维持给定输出所需的开关周期更少。芯片供电电流也成为总输入电流的一小部分。

在方框图中，同步整流器表示为NPN晶体管Q2。整流器驱动器X5为Q2提供可变基极驱动并控制整流器上的电压。驱动X5的电源电压由由D1和C1组成的自举电路在本地产生。当开关Q1接通时，引导电容C1从输入端充电到电压V(IN) - V(D1(on)) - V(CESAT1)。充电电流从输入端流过D1、C1和Q1到地。Q1关断后，由于Q2的集电极-发射极饱和电压，节点SW高于V(O)。D1变为反向偏置，CAP引脚电压约为V(O) + V(IN) - V(D1(ON))。电容器C1提供Q2基础驱动器。消耗的电荷在Q1的接通间隔期间得到补充。

在升压操作中，X5驱动整流器Q2以恒定的强迫β进入饱和。当电感电流降至零时，X5停止向Q2提供基极电流。如果V(IN)大于V(O)， Q2将不会被驱动到饱和状态。相反，Q2的集电极-发射极电压增加，使得电感电压在Q1切换时反转极性。由于电感电压总是双极的，所以无论输入电压如何，都能保持伏秒平衡。因此，LT1306可以作为降压转换器工作。

在启动过程中，带有二极管整流器的升压变换器的电感电压保持正值，直到输出电压上升到比输入电压低一个二极管电压。高输入瞬态电流尖峰必然导致。在LT1306中，电感电压在每个开关周期反转极性。这与逐周期电流限制，消除了浪涌电流尖峰。

整流器电压降取决于输入和输出电压。降压操作的效率近似于线性调节器的效率。对于持续降压操作，最大输出电流将受到封装热特性的限制。

驱动器X5内部的滞后比较器检测输入和输出电压之间的交叉，向驱动器发出信号，向整流器提供适当的基极电流。该比较器的直流转移特性如图2和图3所示。

关机激活时(V(S/S) <0.45V)，除同步整流器Q2及其驱动器X5外，所有电路均关闭。如果V(O)高于V(IN)， Q2将被驱动到饱和状态。存储的感应能量通过饱和整流器流向输出。当V(O)低于V(IN)时，X5将基极驱动降低到Q2，从而增加整流电压。电感电压现在是负的。电感电流继续下降到零。然后驱动器X5关闭，整流器Q2成为开路。LT1306在关机时从输入消耗9μA。

单锂离子电池到5V转换器

LT1306非常适合从单个锂离子电池产生5V输出。图4所示的电路能够提供1A的直流输出电流。选择电阻R3的值，使整个反馈回路增益在右半平面(RHP)为零之前穿过0dB。电容C(Z)和电阻R3在环路响应中形成低频零。C(P)确保在RHP零之外有足够的增益余量。R3的值与误差放大器g(m)成反比。低g(m)和高R3改善了变换器负载瞬态响应。

在需要输出高脉冲电流(>1A)的应用中，通常使用一个大的电解电容器(>1000μF)来保持负载脉冲期间的输出电压。较高的输出滤波器电容降低增益响应的主导极频率，因此在补偿网络中需要更高的环路增益(即更高的R3值)来提供相同的环路交叉频率。

变流器效率曲线如图5所示。图6显示了一个从启动到关机的瞬态。转换器工作在降压模式，直到输出电压超过输入电压(2.5V)。模式切换表现为SW节点电压的突然下降。输入启动电流被很好地控制在2.2A的开关电流极限。然后转换器产生5V的稳态输出。将S/S引脚拉低至少33μs，断开负载。图7显示了转换器的负载瞬态响应。

2单元到3.3V转换器

图8描述了一个运行在500kHz的外部同步2单元到3.3V转换器。采用一个4.7μH的电感，以利用更高的开关频率。用时钟发生器驱动S/S引脚，其幅值为2V，上升时间小于20ns，使LT1306同步。同步被正边触发。二极管D1是一个CMDSH2-3肖特基二极管。与结二极管相比，肖特基二极管增加了自举电压，并为整流器Q2提供了更高的工作净空。在可接受降低净空的情况下(例如在商业温度范围内)，也可以使用1N4148或1N914二极管。转换器效率如图9所示。

4单元到5V转换器

由于能够在V(IN)大于V(O)时建立伏秒平衡，LT1306也适用于电池电压跨越所需输出电压的应用。一个这样的例子是图10所示的4单元到5V转换器。

降压操作时的连续导通模式开关节点电压和电感电流(图12)与升压操作时的电压和电感电流(图11)进行对比。注意，在降压模式下，当整流器导通时，开关电压超过V(in)。输入阶跃(从4V到6V)瞬态响应如图13所示。转换器效率如图14所示。

结论

LT1306是一款完整的同步升压DC/DC转换器，提供了一组几乎没有竞争器件能够匹配的功能。独特的整流器设计产生升压/降压转换器，在关机时断开负载，并在启动时控制输入电流。