仪器仪表、波形产生、数据采集、反馈控制系统等应用领域开始利用16位数据转换器。更具体地说，16位数字转换器(dac)的使用越来越多。新的组件(参见第31页的侧栏“16位数字转换组件”)使16位dac成为一种实用的设计选择。与以前的模块化和混合技术相比，这些集成电路以合理的成本提供16位性能。单片dac的直流和交流规格接近或等于以前的转换器，成本显着降低。

DAC稳定时间

DAC DC规格相对容易验证。测量技术是很容易理解的，尽管常常是乏味的。交流规范需要更复杂的方法来产生可靠的信息。特别是，DAC及其输出放大器的稳定时间非常难以确定为16位分辨率。DAC稳定时间是从输入代码应用到输出到达并保持在最终值周围的指定误差范围内所经过的时间。它通常被指定为满量程10V转换。图1显示DAC建立时间有三个不同的组成部分。延迟时间非常小，几乎完全是由于通过DAC和输出放大器的传播延迟。在这段时间内没有输出移动。在转换时间内，输出放大器以其最高可能的速度向最终值移动。环时间定义了放大器从回转中恢复并在某个定义的误差带内停止运动的区域。通常在回转时间和环时间之间存在权衡。快速回转放大器通常有延长的环时间，复杂的放大器选择和频率补偿。此外，非常快的放大器的结构通常要求权衡降低直流误差项。

以16比特(≈0.0015%)的速度测量任何东西都是困难的。对16位分辨率的动态测量尤其具有挑战性。可靠的16位沉降时间测量是一个高阶困难问题，需要在方法和实验技术上特别小心。

测量DAC稳定时间的注意事项

从历史上看，DAC的稳定时间是用类似于图2的电路测量的。该电路使用“假和节点”技术。电阻器和ac放大器形成一个桥式网络。假设电阻理想，当DAC输入移到所有输入时，放大器输出将步进到V(IN)。在摆压期间，稳定节点被二极管包围，限制了电压偏移。当沉降发生时，示波器探头电压应为零。请注意，电阻分压器的衰减意味着探头的输出将是实际固定电压的一半。

理论上，这种电路允许在很小的幅度内观察到沉降。在实践中，不能依靠它来产生有用的测量。示波器连接出现问题。当探头电容上升时，电阻结的交流电压影响观察到的沉降波形。一个10pF探头缓解了这个问题，但它的10倍衰减牺牲了示波器的增益。1x探头不适合，因为它们的输入电容过大。一个有源的1x场效应管探头可以工作，但另一个问题仍然存在。

固定节点的钳位二极管旨在减少放大器回转时的摆幅，防止示波器过度驱动。不幸的是，示波器的超速恢复特性在不同类型之间差异很大，通常没有指定。肖特基二极管的400mV下降意味着示波器可能会出现不可接受的过载，从而使显示结果受到质疑。

在10位分辨率下(DAC输出10mV -示波器5mV)，示波器通常在50mV/DIV下经历2倍的超速驱动，所需的5mV基线只是可辨。在12位或更高的分辨率下，这种安排将使测量变得毫无希望。示波器增益的增加带来了相应的易受过度驱动引起的误差的影响。在16位时，显然没有测量完整性的机会。

前面的讨论表明，测量16位的稳定时间需要一个高增益示波器，它在某种程度上不受超速的影响。增益问题可以通过一个外部宽带前置放大器来解决，该前置放大器可以精确地放大二极管箝位的固定节点。绕开超速问题则更加困难。

唯一提供固有过载抗扰度的示波器技术是经典采样示波器。不幸的是，这些仪器已不再生产(尽管在二级市场上仍然可以买到)。然而，有可能构建一种电路，借用经典采样范围技术的过载优势。此外，该电路还具有特别适合测量16位DAC稳定时间的功能。

实用dac -沉降时间测量

图3是一个16位dac稳定时间测量电路的原理图。该图与图2共享属性，尽管出现了一些新特性。在这种情况下，预放大示波器通过开关连接到稳定点。开关状态由延迟脉冲发生器决定，延迟脉冲发生器由控制DAC的同一脉冲触发。延迟脉冲发生器的时序安排使得开关直到沉降非常接近完成时才闭合。通过这种方式，输入的波形在时间和幅度上都被采样。示波器永远不会过载——永远不会发生屏幕外活动。

图4是DAC建立时间方案的更完整的表示。图3的块显示得更详细，并显示了一些新的改进。ac放大器的求和面积不变。图3的延迟脉冲发生器被分成两个模块;一个延迟和一个脉冲发生器，都是独立可变的。示波器的输入步进通过一段来补偿沉降时间测量路径的传播延迟。图中最引人注目的新方面是二极管桥式开关。它借鉴了经典的采样示波器电路，是测量的关键。二极管桥固有的平衡消除了输出中基于电荷注入的误差。这一特性远远优于其它电子开关。由于基于电荷的馈通，任何其他高速开关技术都会导致输出峰值过大。FET开关不适合，因为它们的栅极通道电容允许这样的馈通。该电容允许栅极驱动伪影破坏示波器显示，引起过载并破坏开关的目的。

二极管桥的平衡，结合匹配，低电容，单片二极管和互补高速开关，产生干净的开关输出。单片二极管电桥也是温度控制的，提供低于10μV的电桥偏移误差，稳定测量基线。温度控制采用单片阵列中的未分配二极管作为加热器和传感器来实现。

图5详细说明了二极管桥式开关的注意事项。电桥二极管的温度系数趋于相互抵消，不稳定的电桥漂移约为100μV/°C，温度控制将剩余漂移降低到几微伏/°C。

电桥温度控制是用一个二极管作为传感器来实现的。另一个二极管，运行在反向击穿(V(Z)≈7V)，作为加热器。控制放大器将传感器二极管与负端的电压进行比较，驱动加热二极管使阵列温度稳定。

直流平衡是通过在输入输出偏置电压为零时修整桥通电流来实现的。需要两个交流电源。“交流平衡”校正二极管和布局电容不平衡，“偏斜补偿”校正名义上互补桥式驱动中的任何时序不对称。这些交流修整补偿可能导致寄生桥输出的小动态不平衡。

结论

本文的第一部分就此结束。第二部分将发表在11月的《线性技术》杂志上，详细介绍了稳定时间电路并给出了结果。这两个部分都代表了全长LTC应用笔记的蒸馏，AN74，组件和测量进步确保16位DAC稳定时间。