第一部分介绍了信道容量的概念及其对带宽和信噪比的依赖;第二部分简要总结了不同类型的调制方案;第三部分讨论了共享通信信道的方法，包括与信号强度可变性相关的一些问题。本文考虑了数字通信接收机设计中用于处理动态范围管理和频率转换问题的一些架构权衡。

系统的约束:在数字通信系统中，接收电路的功能是恢复传输的信号，并将其处理后引入解调器，解调器随后恢复构成传输信息的数字位。正如上一篇文章所说明的，信号在传输介质中传播时出现了信号恢复的障碍。这些“损害”包括信号衰减、反射、失真和“干扰”(共享传输介质的其他信号)的引入。传输障碍的性质与介质(无线、同轴电缆或双绞线)、所使用的通信方案(TDMA、FDMA、CDMA等)和发送/接收对的特定情况(距离、地理、天气等)有关。无论如何，重要的接收机设计考虑在某种程度上存在于所有接收机中，只是程度不同。在本讨论中，将使用两个示例来说明各种接收器设计问题。图1说明了两个非常不同的系统:GSM蜂窝电话应用(图1a和1b)和ADSL双绞线调制解调器应用(图1c和1d)的发射器输出和接收器输入处的信号频谱的相关部分。

GSM使用FDMA(频分多址)和TDMA(时分多址)的组合进行多路复用，并使用正交相移键控的一种变体进行调制。在1b中，由于距离发射机较远，振幅显著降低。此外，还存在一些强干扰信号，这些信号来自附近频段的其他蜂窝发射机，这些发射机在物理上比期望的发射机更接近接收器。

本例中的ADSL调制解调器(图1c)使用FDMA来分离上游和下游信号，并在多个独立的频箱中传输信号，每个频箱都有自己的QAM(正交调幅)星座(离散多音，或DMT调制)。ADSL信号被双绞线衰减;衰减是频率的强烈函数。此外，还存在“干扰”。在专用的有线系统中，这似乎是不正常的，但实际上干扰是调制解调器的双工(反向传播)信号泄漏回接收器。这通常被称为近端回波，对于较长的线路，它可能比接收信号强得多(图1d)。

这两个例子说明了接收器处理电路的关键功能:

灵敏度表示接收器捕获弱信号并将其放大到允许解调器恢复传输位的水平的能力。这涉及到增益函数。正如在本系列的第3部分中所讨论的，信号强度可能变化很大，因此通常需要某种程度的可变或可编程增益。在接收机中实现增益的方式通常需要在噪声、失真和成本之间进行权衡。低噪声设计要求在信号链中尽可能早地实现增益;这是电路设计的一个基本原理。在计算系统中各种噪声源的噪声贡献时，每个组成部分的等效噪声参考系统中的一个点，通常是输入参考到输入(RTI)噪声。任意给定分量的RTI噪声贡献是该分量的噪声除以输入和分量之间的总信号增益。因此，在信号路径中出现的增益越早，产生大量噪声的阶段就越少。

不幸的是，立即获得大量收益存在障碍。首先是扭曲。如果信号存在较大的干扰(图1b，图1d)，则增益不能超过大信号开始产生失真的点。失真的开始由各种元件规格描述，包括THD(总谐波失真)，IP3(三阶截距点:信号强度的虚拟测量，在该测量点上，增益级的三阶失真能量的功率与基频信号能量一样强)，IM3(三阶互调积功率的测量)等。对于A/D转换器或数字处理，满量程的“削波”会产生严重的失真。因此，这些强信号通常必须在实现所有期望增益之前进行衰减(下面将讨论)。

成本是影响信号链中增益位置的另一个限制因素。作为一般的经验法则，高频信号处理比低频或基带信号处理更昂贵(在美元和功率方面)。因此，包含频率转换的系统通常设计为在中频或基带频率上尽可能实现所需的增益(见下文)。因此，为了优化信号路径中增益的位置，必须同时权衡噪声、失真、功耗和成本的限制。

用于评估增益级的规格包括可用增益(线性比或dB)和组件噪声的一些描述，可以是RTI噪声谱密度(单位为nV/√Hz)或噪声系数(基本上是给定阻抗水平下输出噪声除以输入噪声的比率)。

选择性是指接收机在存在不需要的干扰时提取或选择所需信号的能力，其中许多干扰可能比所需信号更强。对于FDMA信号，选择性是通过用鉴别滤波器滤波来实现的，鉴别滤波器阻断不需要的信号并通过所需的信号。与增益一样，在较低频率下滤波通常更容易。这很直观;例如，以1mhz中心频率实现的200-kHz带通滤波器所需的Q值要比以1ghz为中心的200-kHz滤波器低得多。但在某些高频范围内，使用专门的滤波技术，如陶瓷或表面声波(SAW)滤波器，滤波有时更容易。

如上所述，需要在信号路径的早期进行滤波以衰减强干扰。这种滤波器需要结合所需的频率响应和低噪声。滤波器的优点包括带宽、阻带抑制、通带平坦度和过渡带(通带和阻带之间的区域)的窄度。滤波器响应形状在很大程度上取决于信道间距和通信信道的信号强度变化。大多数FDMA蜂窝标准试图通过避免在相同或相邻的蜂窝中使用相邻的频率通道来简化滤波器要求，以允许更宽的过渡带和更低q(更便宜)的滤波器。

选择性问题的一部分是调谐——改变所需信道的能力，因为在大多数应用中，感兴趣的信号可能在许多可用频带中的任何一个。调谐可以通过改变滤波器带通频率来完成，但它通常是作为混合操作的一部分来实现的(见下文)。

频率规划(混频):频率是根据频率传输特性和带宽可用性来选择的，以用于特定的业务，如调频或蜂窝电话。如前所述，高频率的信号处理往往是昂贵和困难的。此外，这种额外的麻烦似乎是不必要的，因为在大多数情况下，实际的信号带宽最多只有几百千赫。因此，大多数r0接收器使用频率转换将信号载波降低到更低，更易于管理的频率，以进行大多数信号处理。频率转换最常用的方法是混频器(图2)。

混合是指使用非线性运算，通常是将输入信号和参考振荡器信号相乘，以产生和频和差频的频谱图像。例如:如果我们将900 MHz的射频信号与890 MHz的振荡器“混合”，则混频器的输出将具有1790 MHz(频率之和)和10 MHz(它们的差值)的能量。10-MHz信号在10-MHz中频(IF)处成为感兴趣的信号，而和频率很容易被滤除。如果振荡器频率增加到891 MHz，它将把901 MHz的射频信号转换为中频;因此，通道选择或调谐可以通过改变振荡器频率并使用固定频率的带通滤波器将输出调谐到中频来实现。

然而，当900-MHz RF与890-MHz本地振荡器(LO)混合时，RF信号上存在的任何880-MHz干扰也将被转换为10 MHz的差频。显然，在进入混频器之前，任何“图像”频率为880 MHz的射频信号都必须被抑制到远低于所需信号的水平。这表明需要一个通过900 MHz并停止880 MHz的滤波器，过渡频带是中频的两倍。这说明了中频选择的一个权衡:较低的中频更容易处理，但射频图像抑制滤波器的设计变得更加困难。混频器的性能指标包括增益、噪声和失真规格，如用于增益级的规格，以及对振荡器信号输入的要求。

处理图像排斥问题的其他机制超出了本简短处理的范围。但值得一提的是，由于其广泛使用，正交下变频。输入信号的同相表示和正交表示分别混合，并以一种方式组合，对感兴趣的信号产生建设性干扰，对不需要的图像频率产生破坏性干扰。正交混合需要两个(或更多)信号处理通道在幅度和频率响应上都很匹配，因为不匹配会使不需要的图像信号泄漏到输出中。

均衡:现实世界的传输通道通常比简单的衰减对信号有更严重的影响。其他信道伪影包括频率相关的幅度和相位失真，多径信号干扰(在移动/蜂窝应用中普遍存在)，以及来自接收器处理电路的带宽限制/符号间干扰。许多接收机系统的特点是“均衡”电路，它提供信号处理，试图扭转信道损伤，使信号更像理想的传输信号。它们可以像PAM系统中的高频升压滤波器一样简单，也可以像DMT ADSL系统中使用的自适应时频域均衡器一样复杂。随着容量限制将系统架构推向更复杂的调制方案，均衡技术，无论是在数字领域，都越来越复杂。

分集:在移动应用中，来自移动发射机的干扰模式可以改变基站接收器的信号强度，使信号在某些条件下难以或不可能恢复。为了帮助减少这种情况发生的几率，许多基站采用两个或多个接收天线，它们之间相隔射频波长的一小部分，这样，一个天线上的破坏性干扰应该代表另一个天线上的建设性干扰。这种分集以重复电路为代价来改善接收。分集信道不需要紧密匹配(正交信道需要匹配)，但是系统必须有信号处理电路来决定选择哪一个分集路径。相控阵接收机将分集概念发挥到极致，将来自一组接收机的信号与适当的相位延迟相结合，在多个信号路径之间有意地产生建设性干扰，从而提高接收机的灵敏度。

传统接收机设计:图3a说明了GSM接收器路径的可能架构，图3b说明了ADSL调制解调器的可能架构。如前所述，接收电路的任务是提供信号调理，以准备将输入信号引入解调器。这种信号调理的各个方面可以通过数字或处理来完成。这两个例子说明了相当传统的方法，其中大部分信号处理是在域中完成的，以降低对A/D转换器的性能要求。在这两个例子中，解调本身是数字化完成的。这并不总是必要的;许多较简单的调制标准可以用块解调。然而，数字解调架构正变得越来越普遍，并且几乎是复杂调制方案(如ADSL)所必需的。

图3a所示的GSM接收机信号路径说明了交替增益和滤波级的使用，以提供所需的选择性和灵敏度。通道选择或调谐是通过改变第一个本地振荡器LO1的频率来完成的。可变增益和更多的滤波应用于中频频率。这是一个窄带中频系统，设计成在中频处理中只有一个载波。中频信号混合到基带，在基带再次滤波并馈送到西格马 - 得尔塔 a /D转换器。在数字域进行更多滤波，对GMSK信号进行数字解调，恢复传输的比特流。

ADSL接收机有不同的要求。频率转换不需要，因为信号使用相对较低的频率(dc到1.1 MHz)。第一块是“混合型”，这是一种特殊的拓扑结构，用于从强发射信号中提取弱接收信号(强发射信号成为干扰信号，见图1d)。在一个增益阶段之后，滤波器试图衰减回声(回声在不同的频带中，而不是期望的信号)。在滤波后，可变增益级用于将信号提升到尽可能大的电平，然后将其应用于a /D转换器进行数字化。在该系统中，在信号解调之前在时域和频域都进行了均衡。这个例子显示了数字均衡(在A/D转换器之后)，其中更容易实现所需的自适应滤波器。

新的扭曲接收器“数字化”:VLSI技术的进步使更复杂的接收器架构变得实用;它们能够实现更大的流量密度和更大的灵活性——甚至能够处理多种调制标准的接收器。这一发展的一个重要趋势是越来越多的信号处理在数字领域进行。这意味着A/D在信号链中“向前移动”，更靠近天线。由于在A/D之前进行较少的增益，滤波和频率转换，因此其对分辨率，采样频率，带宽和失真的要求显着增加。

调制解调器中这种复杂性的一个例子是回声消除的使用。图1d的频谱显示了在接收信号的动态范围内占主导地位的强干扰。在调制解调器的情况下，这种干扰不是随机信号，而是调制解调器向上游传输的双工信号。由于该信号是已知的，因此可以使用信号处理来合成接收线上的预期回波，并将其从接收信号中减去，从而消除其干扰。不幸的是，回波对线路阻抗有很强的依赖性，线路阻抗因用户而异，甚至随天气而异。为了合理地消除回波，必须实现某种自适应回路。这种自适应在数字域更容易实现，但它需要一个具有足够动态范围的ADC来同时数字化弱接收信号和回波;在ADSL的情况下，这建议使用带宽为1.1 MHz的16位a /D转换器。(如AD9260)。由于具有足够精确的回波消除器，因此具有更高的性能水平，因此上游和下游数据可以同时占用相同的频率，从而大大增加了调制解调器的容量，特别是在长距离线路上。

在GSM的情况下，有各种方法来实现高级接收器。当ADC在信号链中向前移动时，它必须将中频信号数字化，而不是捕获直流附近的基带信号，中频信号通常在70 MHz至250 MHz范围内。由于感兴趣的带宽只有几百kHz，因此在500 MHz运行ADC是不必要的(也是不可取的);相反，使用欠采样。如果ADC的时钟为20mhz，感兴趣的信号为75mhz，则信号将混叠到5mhz (= 4 × 20 - 75) MHz;本质上，ADC的欠采样操作就像一个混频器。与混频器一样，存在图像问题，因此需要在ADC之前过滤掉65 MHz (= 3 x 20 + 5 MHz)和85 MHz (= 4 x 20 + 5 MHz)的信号内容。(AD6600双通道增益范围adc -冬季可用-将在这里有用)。

蜂窝接收器的一个更大的进步是实现了宽带接收器。在图3b所示的示例中，通过改变LO频率和在中频信号处理中使用非常有选择性的滤波器来选择感兴趣的单个载波。宽带r(即将推出)寻求将所有载波数字化，从而使调谐和信号提取功能以数字方式实现。这对ADC的性能提出了严格的要求。如果要将15 mhz宽的蜂窝带数字化，则需要30-40 MSPS的ADC采样率。此外，为了处理远近问题，转换器的动态范围必须足够大，以同时数字化强信号和弱信号，而不会在转换器量化噪声中截断强信号或丢失弱信号。宽带r的转换器要求因蜂窝标准而异——从美国AMPS标准(AD9042)的12位，40 MSPS到GSM的18位，70 MHz。这种实现的巨大优势使得权衡是值得的;一个接收器可用于同时捕获多个传输，并且-由于选择滤波是数字可编程滤波器和解调器可以用于支持多标准接收器。用it行业术语来说，这是向“软件it”的转变，即大多数it处理都是数字化的。