本文的第一部分发表在Linear Technology X:1(2000年2月)上，也可以在Linear Technology网站上获得。讨论了不同的DSL标准、DSL信号的特性、DSL差分驱动器的设计以及在该应用中对放大器的要求。

设计计算，电压，安培和功耗

在DSL应用中，考虑线路驱动器的功率要求是非常重要的。虽然100mW(RMS)或更小的标称功率水平进入100欧姆负载似乎不是很多功率，但驱动器必须处理大峰值信号，因此需要比标称电源电压更大的电源。这增加了驱动封装的功耗和电源所需的峰值电流能力。这个问题在中心局设计中变得最为关键，在中心局设计中，许多DSL端口包含在由一个电源供电的单个卡上。此外，必须妥善处理驱动器产生的热量，以确保可靠运行。

本节将提供必要的计算，以确定电压，电流和功耗的ADSL驱动的任何一个标准。将这些等式放在电子表格中，以便快速观察不同设计变量对整个系统的影响，这是非常有用的。假设选择了宽带、低失真驱动器(LT1795和LT1886是很好的选择)，需要考虑的三个最重要的系统问题是总电源电压、峰值输出电流和所需的驱动器功耗。

在这些计算中，为了估计功耗，所需的均方根电压被视为直流电平。在实际的DSL设计中，这种方法将DMT信号的典型功耗高估了10%到20%，因为数据传输并不总是处于最大输出功率水平。系统内置的DSP智能自动调整每个连接的传输功率水平和频谱。电话线环路越短，传输功率就越低;对于较长的循环，不是所有的通道都被使用，并且每个通道的数据位数减少了。当连接环路长度在4000英尺到10000英尺范围内，并且恰好存在明显的噪声干扰和/或低线阻抗条件时，提供最大传输功率。设计处理保守估计为可靠运行提供了安全裕度。

输入变量

在开始设计之前，必须知道以下信息:要使用哪种DSL标准，Full Rate还是G.Lite，是上行(CPE)还是下行(CO)。这些公式适用于任何DSL标准(例如HDSL和HDSL2)，只是对输入参数做了一些改变(见表1)。

系统基本要求

下面的公式决定了基本的操作要求，独立于设计中使用的驱动放大器:

线路功率(瓦数):

例如:20dBm = 100mW。

线路电压:

变压器一次供电:

变压器一次阻抗:

变压器终端电阻:

一次有效值电压:

变压器一次有效值电流:

驱动放大器RMS输出电压:

这是两个放大器输出之间的均方根电压。如果R(BT)电阻尺寸合适，这个电压是变压器初级电压均方根值的两倍。

驱动放大器输出峰值电流:

峰值电流处理能力是选择驱动放大器的关键。

驱动放大器供电:

整体线路驱动器电压增益:

差分放大器电压增益:

所用变压器的匝数比对整体设计至关重要。图1显示了驱动端的最小总电源电压和驱动输出的峰值电流作为匝比的函数。这些是基于具有0V净空的理想放大器的绝对最低要求，因此能够完全摆动到供电电压轨和理想变压器，插入功率损耗为零。一个实际的实现将需要一个更大的电源电压，从下一节确定。试图用传统的变压器端接电阻设计一个供电电压或电流能力较低的系统将导致裁剪和传输数据错误。

图1还比较了不同的ADSL标准与中央局，下游，全速率ADSL，这需要最大的电流和电压。降低了下游G.Lite和上游全速率和G.Lite调制解调器的线路功率要求，产生了具有较低电压和电流要求的设计。

重要的驱动特性:净空电压和静态电流

为了确定驱动器所需的电源电压、功耗和功耗，必须考虑驱动放大器的净空电压和所需的静态电流。

放大器的最小总供电电压:

驱动放大器的实际电源电压必须设置在最小峰对峰放大器输出摆幅之上，以提供净空电压以防止峰值信号削波。使用大于这个最小值的电源电压将增加驱动放大器的功耗。

放大器的净空电压由输出电压摆幅的保证规格或显示输出饱和电压与输出电流或温度在不同负载电流下的特性曲线确定。净空电压是给定负载电流下，电源电压轨与最大输出电压摆幅(正负)之间的差值。图2显示了用于确定放大器输出饱和电压的简单模型和一个有用的数据表曲线示例。

在大信号瞬变期间，放大器输出级的晶体管将完全打开以使输出尽可能靠近电源电压轨。信号摆动距离的限制可以用一个固定的压降来模拟，这个压降横跨被串联电阻驱动的晶体管。这个电阻增加了电压摆幅限制，与晶体管必须输入或吸收的负载电流成比例。固定压降和电阻两端电压的总和称为输出饱和电压。用于对该特性进行建模的值可以从数据表曲线中确定。图2显示了出现在LT1795数据表上的曲线。

这条曲线显示了两种不同负载电阻值下放大器的正、负饱和电压与结温的关系。DSL线路驱动器通常在温度下运行，因此曲线上感兴趣的区域将在结温约50°C的范围内。为了确定模型的固定电压部分为正输出摆幅V(SAT)(+)，用R(L) = 2k对顶部曲线进行评估。从曲线可以看出，输出将摆动到正电源的1.2V以内。由于曲线是使用±15V电源生成的，因此在50°C时负载电流仅为13.8V/2k欧姆或7mA。要确定模型中串联电阻的值，请确定输出饱和电压随负载电流变化的变化。在相同的50℃结温点，用R(L) = 25欧姆计算上曲线。在此负载下，输出摆动到正轨的1.8V以内，负载电流为13.2V/25欧姆或528mA。串联电阻为得尔塔V(SAT)/得尔塔I(OUT) (0.6V/521mA)，即1.15欧姆。从这些值，正放大器饱和电压将为1.2V + 1.15欧姆·I(峰值)，其中I(峰值)的值取决于特定的调制解调器设计。对放大器向负轨摆幅采用同样的方法，饱和电压模型参数串联为1.2V，电阻为2.2欧姆。

利用这些值模拟LT1795的输出饱和特性，在任何峰值输出电流水平下，由于更高的有效串联电阻电压降，输出级在向负电源摆动时都会饱和或夹波，然后才会夹波到正摆。如果任何一个输出摆幅偏移夹住，可能会发生传输误差，因此在确定驱动器的总电源电压要求时，放大器的总净空电压V(HR)应是两个输出饱和电压中较大的两倍。这将确保在最大峰值信号条件下，输出将不会夹住。

设V(SUPPLY)足够大以防止信号削波，则电源的总功耗可由式14确定:

整线驱动器功耗:

这个方程引入了两个新项，V(EXTRA)和I(Q)。V(EXTRA)是高于V的总额外电源电压(supply (MIN))，实际用于为驱动放大器供电。例如，如果设计的最小总电源电压确定为20V(或±10V)，但实际可用电源为±12V，则V(EXTRA)项将为24V - 20V或4V。在为系统中使用的电压和电流能力确定电源尺寸时，每个线路驱动器的总功耗非常重要。当多个DSL端口由预先设计的电源供电时，这一点变得尤为重要。电源可能成为允许的端口数的限制因素。

静态电流I(Q)基本上是驱动放大器的工作电源电流。这是使放大器内部电路偏置所需的电流。一般来说，处理失真极低的信号的高速、高输出电流放大器需要比通用放大器多得多的工作电流。这种电流增加了驱动包的功耗和功耗，因为无论是否有信号施加，它都必须始终供电。然而，静态电流在驱动器中的功耗不仅仅是I(Q)·V(SUPPLY)的固定直流功率。如图3所示，大部分静态电流被转移到放大器输出级，并在处理信号时成为负载电流的一部分。所示的曲线同样适用于LT1795驱动程序。在无负载的情况下，所有30mA的静态电流从正电源通过放大器流向负电源。然而，当负载输入或输入500mA时，只有12mA流过放大器，其余18mA被输出级吸收并分流成为负载电流的一部分。为了准确估计驱动器的平均功耗，应该考虑到这种静态电流的共享。这将防止热管理区域的过度设计。公式14中的I(Q)项应该是在负载电流水平I(PRI(RMS))下继续流过放大器的唯一电流。分流的静态电流包含在I(PRI(RMS))项中。

不幸的是，这种静态工作电流与负载电流的曲线在典型的数据表中找不到。应该对所选放大器进行一些特性分析。放大器功率输出级的设计是多种多样的，并直接影响到总供电工作静态电流的分流。

线路驱动放大器的功耗:

在解决热管理问题时，驱动程序包中的功耗是需要考虑的重要因素。

为尽量减少功耗，驱动器应由电压设置为所需的最小值的电源供电。然而，大多数实现都使用现有的电源电压，通常为±15V，±12V或仅为线路驱动器/接收器的12V轨。图4显示了线路驱动放大器封装在常用电源电压和变压器匝比范围下的实际功耗。这是一个实际的例子，其中已经假设了放大器净空和静态电流以及一些变压器功率损耗的值。功率较低的上行调制解调器对工作电流的要求较低，可以最大限度地降低封装功耗。如果匝数比对于给定的电源电压过低，则图上的线终止，因为电源电压不够大，无法防止DMT信号峰值的剪切。

如前所述，驱动器的功耗是一个重要的问题，因为它会在系统中产生热量。对于每个ADSL标准，都需要一定的最小功耗。增加这种功耗的三个因素是放大器的净空电压、放大器的静态工作电流和线耦合变压器的功率损耗。在选择放大器和变压器时注意这三个因素可以优化整体功耗。表2总结了这三个术语对放大器功耗的灵敏度分析(见公式15)。这显示了每个因素对总封装耗散的影响，其他两个因素设置为零。n项是变压器匝数比。

表2中的因素提供了这三个系统变量的额外功耗的粗略指示。I(Q)、V(HR)和P(LOSS)对功耗的综合影响仍须由式15确定。

优化功耗，可调静态电流和关机

一些来自Linear Technology的高速功率放大器提供了外部设置工作静态电流的能力。对于任何DSL标准的设计，这允许微调放大器的工作点，以实现最小的功耗和适当的失真性能。然而，这两者之间存在着直接的权衡。采用非常低的静态电流设计可显著降低功耗，但要获得最低的失真性能，则需要为内部放大器电路提供额外的偏置电流。图5显示了LT1795工作电流的可调性。内部电流源通过单个外部电阻进行编程。通过该源的电流被镜像并按比例放大，成为两个放大器的偏置电流。图5还显示了调整工作电流对失真的影响。频谱分析仪图显示了20个载波音(从200kHz到500kHz)的互调分量。当工作电流过低时，线路上的信号失真太大，与其他通道的干扰不可避免。然而，打开电流下降所有的失真产品到噪声底。这种调整应在实际传输条件下对驱动器进行评估时进行，并针对可获得的最高数据速率进行优化。

在多端口系统或节能独立调制解调器设计中，最好的电源和热管理技术是在线路处于非活动状态时关闭驱动器。数字电路总是知道什么时候没有数据传输活动，并可以发出信号给驱动器关闭操作。许多司机接受这个控制信号，并完全关闭内部电路。例如，当不需要传输数据时，LT1795可以关闭以消耗小于200 μ A的电流。当命令启动电源时，驾驶员只需要几微秒就可以恢复全部性能，与典型的通信训练间隔相比，这是一个微不足道的时间。然而，当断电时，放大器的输出级失去所有偏置并进入高阻抗状态。这实际上打开了与变压器后端电阻的连接。由于这些电阻器通常用于检测从线路接收的信号，如果它们处于浮动状态，则无法通过它们产生信号。

图6显示了一种称为部分关闭的省电功能，它使放大器保持轻微偏置，从而允许调制解调器继续监视线路以接收传输信号。这里，精心选择了两个电阻来控制工作静态电流的量，以及在关断时保留少量的“保持存活”电流。电阻缩放可以适应直接连接到I/O引脚从DSP处理器与任何逻辑电压水平。关闭到2mA的静态电流水平使输出级保持活动状态，并终止接收到的信号感应电阻，从而使空闲通道功耗和耗散降低10比1以上。

热管理

根据所采用的ADSL标准、电源和变压器匝数比的不同，驱动放大器封装的功耗将介于500mW和2W之间。平均功耗乘以从驱动器结到环境空气的总热阻将决定工作结温度高于最高环境温度的上升幅度。大多数功率放大器都有内置热保护机制，当结温超过160°C时，该机制将使输出级失效。如果达到这个温度，放大器将保护自己，但数据传输错误将比比皆是，很可能导致数据传输断开。设计一个热弹簧系统，在最高预期环境温度下将驱动器结温限制在125°C以下，将确保连续运行。

幸运的是，功耗水平并没有那么高，因此必须需要外部散热器，因此通常可以通过PCB铜箔的平面来管理热弹簧。此外，大多数功率放大器的封装采用热传导增强，如熔接或暴露引线框架。熔断引线框架有几个封装引脚直接连接到IC连接的金属垫。这为IC的结提供了一个连续的热传递路径，从塑料封装到直接连接到PCB铜平面的引脚。外露的引线框架没有塑料封装IC连接的底面金属。这提供了一个金属衬垫，可以直接连接到PCB铜，将热量从IC安装结热源直接传递到环境空气中。暴露的引线框架允许非常小的封装，例如用于LT1795CFE(20引脚TSSOP)的封装，具有类似于大尺寸封装的导热特性。具有良好导热性的非常小的封装可以为中央局应用提供非常密集的多端口ADSL系统。

传播由驱动器产生的热量的最佳方法是使用尽可能多的铜平面，并通过从板的顶部到底部的小孔将它们“缝合”在一起，如图7所示。这些通孔的直径应该足够小(15毫米或更小)，以便在电镀过程中完全填充焊料。这提供了从板的顶部到底部的连续导热路径，以最大限度地暴露在环境中。没有固定的规则来确定PCB上铜平面的横向面积，除了“越大越好”，而且20盎司的铜比1盎司的铜更厚，因此更好的热导体。图7还显示了在PCB的上下两侧使用不同数量的铜箔面积时，从结到外壳的热阻的改善情况。由于大部分热量都在驱动放大器封装周围的区域消散，因此出现了收益递减的情况，即更多的铜面积并不能提供太多额外的好处。这可以从图7中的热阻图中看出，在总PCB面积为1英寸(2)之外，热阻的进一步减少是最小的。关于PCB平面的热弹簧需要注意的一点是，玻璃纤维材料(通常是FR-4)是一种相当好的隔热材料。任何元件互连的痕迹，切断平面的铜显著降低有效性的横向面积。互连走线应在多层板的内层，以尽量减少组件之间的距离。DSL调制解调器中使用的逻辑电路的复杂互连通常需要多层PC板，可以很好地用于线路驱动区。

另一个可以采取的措施是提供一些强制气流冷却。通过驱动封装的线性气流可以显著降低热弹簧系统从结到环境的有效热阻(西塔(JA))。每100lfpm(每分钟线性英尺)可将温度降低2°C/W至3°C/W。这在封闭机箱中的多端口系统中尤为重要。

设计建议画廊

本节将提供每个ADSL标准的驱动器和接收器电路的示例。这些电路为实现DSL调制解调器的线路接口功能提供了一个良好的起点。电路的设计考虑了到目前为止提到的所有因素，但其他系统变量，如可用电源电压或AFE输出和输入动态范围，可能需要进行一些修改。每个线路驱动器设计的总电压增益，从差分输入电压到电话线的实际电压输出，已经缩放到提供传输信号的AFE所需的小于3V(P-P)的值。放大级的增益被调整，以考虑到所使用的变压器的信号升压以及通过后端电阻的信号损耗。

所有设计的共同点是一个良好的电源旁路方法。如图8所示。在电源连接到电路板的地方，一个大值和一个小值旁路电容器在很宽的频率范围内提供噪声和纹波的去耦。建议在驱动器和接收器电源引脚处附加高频去耦。另一个直接连接在驱动器供电引脚之间的大值通电容有助于减少供电线路上纹波的二次谐波分量。该组件来自每个电源的峰值电流需求，由于差分放大器拓扑(每个放大器在每个信号周期产生和吸收一次峰值电流)，每个输入信号周期发生两次。

差动接收机

并非所有DSL调制解调器都需要接收电路。一些前端ic具有复杂的电路，用于非常宽的动态输入范围，以便在通过接收/回波滤波器后直接从噪声底中挑选出小的接收信号。其他设计则使用第二个变压器直接将差分接收信号处理到滤波器/AFE。许多设计仍然倾向于通过终端电阻感知差分信号，并在将接收信号通过滤波器传递到AFE之前为其提供增益。这个基本的差分接收机电路如图9所示。每个接收放大器都是一个求和级，它将接收到的信号和在变压器初级处看到的衰减的发射信号与一个加权的、相反相位的发射信号相加。这种传输信号的加权求和理想地消除了180°的相外信号，只留下差分放大器输出端的接收信号。这被称为局部回声消除。在标准的线路驱动器设计中，图9中节点a和B处的发射信号是节点C和D处信号的两倍。为了消除接收器中的这些信号，需要将电阻R(a)和R(B)恰好设置为电阻R(C)和R(D)值的两倍。

接收机的增益就是接收信号路径的反相增益，R(F1)/R(C)和R(F2)/R(D)。在接下来的驱动器设计示例中，接收器输入电阻连接到节点A到d处的驱动器。接收器的推荐组件值提供从出现在线路上的接收信号到差分接收器输出的单位增益。这考虑了线耦合变压器的衰减。一个小的反馈电容也显示，在接收信号带宽以上的频率降低增益，这取决于应用。

ADSL全速率或G.Lite上行(CPE)线路驱动器

这个驱动器(图10)是ADSL标准中功率最低的，功耗小于500mW。较低的线路功率，13dBm，以及由此产生的较低的峰值电流要求允许使用LT1886，这是一个高速200mA双放大器。使用2:1的变压器匝比允许这个驱动器从一个12V电源供电。

为了获得最高的开环增益和带宽以最小化失真，LT1886进行了失补偿，并且只有在闭环增益为10或更大时才稳定。在本设计中，每个放大器的信号增益只有6.35。为了保持这个低增益值的稳定，需要添加增益补偿分量R(C1)， C(C1)， R(C2)和C(C2)。这些元件仅在大于15MHz的频率下起作用，并联增益设置电阻R(0)和R(G2)，使每个放大器的反馈因子值为0.9，这与具有10的闭环增益相同;因此，稳定得到了保证。

LT1886是一个700MHz增益带宽放大器。如此高频率的增益组合和不稳定的单位增益要求增益设置电阻在所有频率返回到低阻抗。出于这个原因，两个增益设置电阻连接到地，而不是使用一个电阻连接到另一个放大器的反相输入。包括电容器C1和C2，以防止对放大器的直流失调电压施加增益。接收放大器的反馈电容的不同值说明了在全速率(1104kHz)或G.Lite (552kHz)实现中来自CO调制解调器的下游信息的频谱。

ADSL G.Lite下游(CO)线路驱动器

这种中等功率(16.4dBm)驱动器所需功率小于1W，如图11所示。本设计偏置±12V电源，并使用匝比仅为1:1.2的变压器。虽然LT1886的峰值电流只有140mA，但由于其总工作电源电压为13.2V的限制，无法使用。取而代之的是LT1795CFE，它是一个非常小的TSSOP电源包，被使用。这个小的包是理想的中央办公室，多个DSL端口设计压缩大量的驱动程序在一个单一的PC卡上。

ADSL全速率下行(CO)线路驱动器

图12是最高功率的DSL线路驱动程序应用程序，用于中央局应用程序，在整个Internet中获得高达8Mbps的数据速率。本设计采用标准后端接，可通过2:1匝比变压器从±12V电源供电。这导致放大器的峰值输出电流需求相当高，为355mA。具有500mA额定输出电流的LT1795再次能够完成这项任务。

降低功耗ADSL全速率下行(CO)线路驱动器

为了解决全速率ADSL驱动器的功耗和耗散问题，可以使用稍微修改的拓扑结构，如图13所示。认识到放大器提供的一半功率在变压器后端电阻中损失，一个明显的降低功率的方法就是简单地降低这些电阻的值。然而，这样做会改变从电话线上看到的调制解调器的输出阻抗，并且还会减少通过这些感应电阻产生的接收信号的量。虽然它是由±12V电源供电，但图13的电路实现了300mW的节电。通过使用变压器匝数比仅为1.5:1，驱动器电流大大降低。通常情况下，这将需要更高的电源电压±14V和R(BT)电阻22.2欧姆。然而，尽管RBT电阻减少到13.3欧姆，电路仍然保持100欧姆的适当线阻抗终止，并从±12V电源工作。然而，它并不适用于所有应用，因为它仍然会减少接收到的信号量。它最适用于使用敏感接收器AFE的系统，该系统仍然可以检测到减少的接收信号。

这种方法称为主动终止。每个放大器的少量正反馈从相反的放大器输出获得。这种反馈使得在节点C和D的电路中看到的有效输出阻抗是适当的值，即使R(BT)电阻已经从应该的值减少了40%。该拓扑的设计方程如下所示。

而不是使用标准值的R(BT)电阻，它可以减少到任何值所需，伴随着接收到的信号损失。一个叫做K的因子可以用来定义新的R(BT)电阻:

在标准端接和1:1.5匝比变压器的情况下，R(BT)值应为22.2欧姆。在图13的设计中，该电阻器减少40%至13.3，因此因子K = 0.6。

从每个放大器的非反相输入到输出节点A和B的正常正路电路增益称为G，其中G = 1+ R(F)/R(G)。

每边(从节点D到A和从节点C到B)的正反馈信号路径的增益称为P，其中P = R(F)/R(P)。

使用这些缩写:

对于适当的阻抗匹配:P = 1 - K。

为了获得从AFE输出到线路a (V)所需的电压增益，将项G设置为:

式中e(PRI)和e(LINE)分别为变压器初级电压和线路电压，考虑匝数比和变压器插入损耗确定。

当通过正反馈修改闭环增益时，使用高性能放大器(如LT1795)不会导致失真性能的任何下降。可以获得显著的省电，但如前所述，该设计可能不适合所有应用。

结论

遵循本文中描述的设计步骤将使设计和实现变得简单和准确。至少，它将确保电源和热问题得到适当的考虑。Linear Technology提供各种高速、低失真功率放大器和低噪声双放大器，可用于实现DSL调制解调器的驱动/接收功能(见表3)。