自电子工业开始以来，隔离电源就一直存在。随着电源设计的变化，以跟上提高效率和功率密度的需求，隔离反馈对保持安全至关重要。

隔离电源不仅可以保护用户免受潜在的致命电压和电流的影响，而且还可以提供性能优势。隔离电源通过中断接地回路来保持仪器的精度，并且它们很容易从负电源母线提供正稳压，而不会影响该母线的优点。

随着技术的进步以及对更有效的调节和更高的功率密度的要求，孤立反馈变得越来越重要。一次侧开关电源已经取代了二次侧开关电源。此外，为了提高整体效率，线性后调节器已经让位于孤立反馈。开关控制器的更高频率操作允许磁性元件缩小到同等功率60Hz变压器尺寸的一小部分。因此，设计人员现在依靠隔离反馈来保持高功率密度下的安全性。

您可以使用三种基本技术中的一种来隔离电源中的反馈信号。耦合绕组反馈依赖于反馈绕组和输出(次级)绕组之间的紧密耦合，并保持输入和输出之间所需的隔离。光隔离器反馈依赖于耦合LED和光电晶体管的线性特性以及它们之间的距离。变压器耦合反馈需要一个调制器和一个解调器来通过第二个变压器传输信号。

这些技术假定变压器提供所需的输入到输出隔离。您可以通过将每种类型的隔离反馈应用于变压器反激拓扑来了解这些技术，该拓扑在主开关打开时将能量存储在电力变压器中，并在开关关闭时分配能量。

Coupled-Winding反馈

耦合绕组反馈依赖于二次侧和一次侧绕组之间的紧密耦合，以保持输出电压的精确图像，同时能量分布在变压器的各个绕组之间。耦合绕组反馈的主要优点是元件数少;电源变压器提供隔离。主要的缺点是需要紧密耦合和需要高隔离电压之间的冲突。另一个缺点是当电流负载高且不平衡时发生的交叉调节退化。

通过观察变压器反激拓扑初级绕组的开关电压波形，可以看到一个孤立耦合绕组反馈的例子(图1a)。假设输入电压为正，开关为低侧。当开关闭合时，它的电压LX变低(图1b)，一次电流I(PRI)(图1c)上升，将能量储存在变压器中。

当开关打开时，由于与初级绕组相关的未耦合漏感的影响，LX飞得很高。当泄漏的能量耗散时，通常是由于二极管/齐纳缓冲网络的存在，LX稳定到等于V(in)加上二次绕组电压和主次匝数比n的乘积，换句话说，此时LX = V(in)+N×V(SEC)。这个电平是调节V(OUT)的隔离反馈电压。

反馈电压保持在V(IN)+N×V(SEC)，直到所有存储在变压器中的能量转移到输出。然后LX趋于V(IN)。这种安排的主要缺点是反馈电压的大小。通过V(IN)偏移并乘以匝数比，该幅度在更高的V(IN)电平时变得不切实际。

添加一个反馈或偏置绕组

反馈或偏置绕组提供了获得隔离耦合绕组反馈的第二种方法。例如，考虑一个从-48V产生5V的变压器隔离反激变换器(图2)。偏置绕组产生一个偏置电源，为开关控制器供电，提供隔离反馈电压，并将反馈信号电平移位，以允许使用低侧参考控制器和开关。

从偏置绕组中获得反馈比从初级反激电压中获得反馈更实用，而且成本只是在变压器上增加一个额外的绕组。在前面的例子中，输出调节依赖于输出和反馈绕组之间的紧密耦合。这种方法不适用于大功率电路，因为交叉调节限制了负载调节的范围。

IC(1)通过脉冲频率调制(PFM)调节输出。PFM稳压器以固定的间隔打开电源开关，并根据需要改变这些“打开”脉冲的频率，以提供所需的输出功率。PFM相对于PWM的优点是PFM在轻负载下功耗更低。轻载频率较低，因此与开关相关的功率损耗小于可比较的固定频率PWM系统。

MOSFET功率开关Q(2)控制进入初级绕组W(PRI)的功率。然后，功率通过次级绕组W(SEC)和肖特基二极管D(3)传输到输出，存储在C(3)中。反馈绕组W(FB)和D(2)为IC(1)供电，IC(1)存储IC(1)。然后，IC通过控制C(1)上的电压来调节V(OUT)。

这个调节调节脉冲频率，使其在反馈绕组上产生12V电压。所需的匝数比从W(SEC)到W(FB)大约是5到12，这些绕组必须紧密耦合以最小化漏感。缓冲器网络R(4)/C(2)耗散泄漏电感中的能量，并通过最小化反激尖峰的幅度来保护开关。

R(3)在反馈电压上提供25mW预负载，以改善负载调节和稳定性。R(1)、R(2)、D(1)、Q(1)构成一个启动电路，为IC(1)提供电源，直到反馈电压达到调节。一旦进入调节状态，反馈电压通过反偏置Q(1)的发射极来阻断启动电路。图2中的转换器在500mA时输出5V±4%，效率优于80%。负载调节约为5%，从-36V到-70V输入的线路调节约为0.5%。

乍一看，光隔离器似乎非常适合提供与输出电压成线性比例的隔离信号。LED发出的光的强度与通过二极管的电流成正比。光通过物理隔离照射到光电晶体管，光电晶体管根据接收光的强度成比例传导电流。

然而，对于非信号应用，最初用于数字信号的光隔离器受到其自身特性的限制。光隔离器的电流传递比是输出电流与输入电流的比值。在理想情况下，该比率是恒定的，但在实践中，它随输入电流、温度、时间和处理而变化。在5到10年的时间里，这个比率会降低10倍。另一个缺点是光隔离器的速度相对较慢。即使是速度更快的，也需要10mA到20mA的输入电流才能保持速度。在设计一个实用的光隔离反馈连接时，需要考虑所有这些因素。

变压器反激拓扑结构说明了光隔离反馈(图3)。该电路将12V转换为隔离的9V，并集成了电流模式PFM控制器IC1，其开关频率为300kHz。IC(2)的分流稳压器，作为一个误差放大器，当增加的V(OUT)拉反馈电压高于其内部参考电压时，吸收电流。光隔离器电流随着吸收电流的增加而增加，直到转换器停止开关，从而允许V(OUT)返回其标称值。

将误差放大器IC(2)置于光隔离器前面的二次侧，降低了该部分对偏置电流和温度变化影响的敏感性。然而，在某些电路中，该放大器的额外增益会损害环路稳定性并使环路补偿复杂化。

本设计使用高速光隔离器(6N136)提供宽环路带宽和快速瞬态响应。光隔离器在16mA电流下的最大传输延迟为800nsec。此外，IC(1)的高开关频率使得变压器的输出功率相对较小。这些和其他特性使电路能够满足其设计的以太网应用。该电路从12V导出-9V，效率超过80%。在5V至15V的供电电压范围内，电路服务于200mA的负载并保持0.1%的线路稳压。输出电流从0mA到200mA，负载调节优于0.5%，温度调节在-55°C到+125°C范围内为0.97%到0.57%。

变压器耦合反馈

与耦合绕组反馈一样，变压器耦合反馈依靠磁场通过隔离屏障传输电压信息。然而，变压器耦合反馈采用单独的变压器、调制器和解调器来优化反馈路径。调制器和解调器是必要的，因为变压器不能传输直流电压或电流。电压反馈需要最小的功率传输，因此可以增加相对于功率开关频率的调制频率，从而减小变压器的尺寸。性能取决于调制器和变压器的设计;细节决定成败。

基本概念是具有隔离的线性比例直流反馈路径(图4)。推挽变压器驱动器IC(2)的线路稳压为零，产生与输入成比例的变压器隔离电压。这个动作使IC(1)中的开关转换器的初级侧误差放大器能够控制环路，就好像电路没有隔离一样。初级变压器T(1)提供正向隔离。

隔离变压器驱动器IC(2)与表面贴装变压器T(2)一起，将隔离的5V输出转换为参考初级侧并与5V成比例的电压。二极管桥D(2)至D(5)和C(1)将该变压器的输出转换为直流。D(1)， R(1)和R(2)补偿二极管电桥中的温度变化。由此产生的电压具有零温度系数，并且略小于隔离5V反馈电压的一半。(IC(2)在3V到6V的输入上工作。)

电路将此隔离反馈插入变压器-反激开关转换器IC(1)的环路中，IC(1)将-48V转换为5V。对于5V输出，反馈电压为2.404V。在100kHz时，通过反馈电路的延迟250nsec等于9°相移。这个频率比环路带宽大得多。反馈电路的供电电流约为6mA，包括温度补偿网络的负载。

为了适应隔离反馈电路，您只需要降低非隔离转换器上的R(3)的值，使R(3)/R(4)分压器电压与IC(1)内部的1.5V参考电压匹配。请注意，R(3)需要在生产中进行微调，以补偿T(2)的转换率变化。(对于1%的初始公差，无论反馈技术如何，R(3)都需要微调。)

隔离型和非隔离型变换器的性能几乎相同，只是隔离反馈电路消耗的功率不同。变压器T(2)提供500V(RMS)的隔离;额定电压可达1500V(RMS)。转换器在5A时提供隔离的5V，效率优于80%。负载电流为0A ~ 5A时，负载稳压约为2%，输入电压为-30V ~ -65V时，线路稳压小于1%。

这篇文章的类似版本出现在1997年6月19日的经济日报。