便携式电池供电设备通常在待机模式下使用大部分时间，在待机模式下，内部升压转换器的静态电流会不断地耗尽电池。待机时的静态电流可能大于实际负载电流。虽然一些基于电感的变换器提供惊人的低静态电流(最大10uA)，但对于必须本质安全的成本敏感型设计，可调节电荷泵是首选(或必需)。

输出电流能力≥10mA的现成稳压电荷泵的典型最小静态电流为50至100µA。如果静态电流的水平是不可接受的，你可以通过增加电路来降低整体平均，远程监控调节电压，切换充电泵的开关。然而，这种方法可能无法达到理想的智商水平(10 μ A)。低r (ON)开关和超低电流比较器和参考器件的出现使得最大静态电流约为7µa的分立元件电荷泵成为可能。

电荷泵使用交流耦合技术将能量从转移电容器转移到存储电容器。转移电容器首先通过开关充电到V电平(BATT)，然后其他开关将能量转移到与V相连的存储电容器(OUT)。然后转移电容器再次充电，循环重复。理想的开关显示零损耗，V(OUT)电平等于2V(BATT)。然而，正如预期的那样，开关的有限R(ON)产生的输出电平与负载电流成比例下降。

一个基本的可调电荷泵(图1)包括一个振荡器、几个开关、一个基准电压和一个比较器。比较器作为电压监测器和振荡器。当电路处于调节状态时，比较器输出低，关闭NC开关并允许C1充电到V(BATT)。当V(OUT)处的电压低于输出调节阈值(在本例中为3.3V)时，比较器输出变高。NO开关闭合，将C1的电荷转移到C2。这个循环重复，直到V(OUT)恢复调节。

电阻R3-R5形成振荡所必需的滞回。它们的值(1.0毫欧)在最小化V(BATT)时间的同时创建了显著的滞后水平。当比较器输出改变状态时，反馈电阻R5通过移动应用于比较器的IN+输入的阈值来产生滞后。对于所示的电阻值，标称参考值为IC1 (1.182V)， V(BATT) = 3.0V, VIN+阈值在VIN+low = 0.39V和VIN+high = 1.39V的近似值之间波动。

当电路处于稳压状态时，VIN-略超过VIN+，比较器输出低，V(OUT)电压被R1/R2分频器检测，VIN+的阈值较低(0.39V)。当VIN+为0.39V时，R1和R2值可由下式计算:

Vin + = v (out)(r2 /(r1 + r2))

R1+R2的大小应大于1毫欧，以使V(BATT)最小化。如果V(OUT) = 3.3V，在2.2毫欧处选择R2，则在301k欧姆处计算R1。电容C3连接到比较器的输入端。C3与R1、R2一起，按以下简化关系设定振荡频率:

t(放电)= t(低)= -R2*C3*ln(VIN+低/VIN+高)。

t(费用)= t(高)= r2 * C3 * ln (1 - ((VIN +高VIN +低)/ (V(垫)VIN +低))。

F (osc) = 1/t(周期)，其中t(周期)= t(低)+ t(高)。

为了最大限度地提高效率并减少比较器转换率的影响，您应该设置一个相对较低的频率。选择C3 = 470pF产生如下结果:

T(低)= 178µsec, T(高)= 68µsec;因此f(osc) = 4.0kHz。

选择C1和C2的值来实现所需的负载电流和纹波。对于这个应用(I(负载)= 10mA)，选择C1 = 10µF。为了计算C2的值，根据期望的纹波电压进行近似:

C2 = (I(负载)* t(低))/V(纹波)。

I(负载)= 10mA, V(纹波)= 150mV, C2 = 12µF。

根据所示的元件值，该电路的最大Iq为6.9 μ a，与现成的电荷泵相比，具有相当大的改进。你可以通过增加电阻值来进一步降低Iq值，但这种影响是最小的，因为IC2的静态电流(最大3.8µA)占主导地位。这个电路可以让你实现一个超低智商调节充电泵。在现成的选择可用之前，它为寻求实现不使用电感器的低成本设计的设计人员提供了另一种选择。

这个设计理念出现在2004年8月5日的EDN杂志上。