这种方法非常简单。虽然二极管在循环输出电流时确实会下降一些电压，但当输出电压相对较高时，这仍然是功率损失的一小部分。

然而，为了在保持低耗散的同时提高运行速度，处理器和其他ic的输出电压已经下降到1V以下。具有讽刺意味的是，效率问题现在又回到了DC-DC转换器电源，因为二极管的电压降已经成为输出电压的更大比例。一个1V的二极管降和1V的输出耗散的功率与转换器在断开时间(1 - D)期间提供给负载的功率相同。因此，转换器在此期间的效率约为50%。这种低效率如何影响整体变换器效率取决于输入/输出电压比和导通时间期间的效率。较高的DC-DC输入-输出电压差会使问题恶化，导致断开时间延长。

具有最小电压降的理想开关

解决这一困境的一个方法是尝试回到具有最小电压降的SW2的理想开关。双极晶体管是一种选择，但MOSFET是显而易见的选择。最初，它们被限制在低电流应用中，因为它们的损耗与电流的平方成正比，而二极管只是成正比。如今，R(DS(ON))值非常低，因此大电流应用也可行。MOSFET总栅极电荷值(Q(G))也下降了，显著降低了驱动损耗并实现了更高的工作频率。mosfet也具有优势，因为它们可以作为分立器件或集成电路中的多个芯片并联，提供比比例更好的性能，具有更低的净导通电阻和更低的芯片温度。它们的R(DS(ON))温度系数为正，因此它们自然共享电流。另一方面，二极管可以并联，但不能保证电流共享。当然，MOSFET必须主动驱动开断，但只需与主开关直接反相，并带有接地参考信号，这很容易集成到控制ic中。一个重要的注意事项:两个开关不应该同时打开，即使是暂时打开，因为这将是输入电源的直接短路，对半导体和PCB走线有潜在的损坏。

在实践中，开关导通周期之间的死区时间由控制IC施加，以保证不穿透。在死区时间内，MOSFET的本征体二极管仍发生换相。这种二极管通常具有较高的正向压降和较长的反向恢复时间，因此如果允许死区时间过长，则会产生显着的耗散。这些问题可以通过控制IC内的严格控制时间来最小化。另一个解决方法，虽然它会增加解决方案的成本，是将肖特基二极管与MOSFET并联，使其在主体二极管之前导通。

图1提供了一个简单的比较示例。这里，使用二极管和同步整流器比较了从24V产生5V/2.5A的DC-DC转换器的功率损耗。即使5V输出，优势也很明显;整流器的损耗从0.99W减少到0.4W，减少了一半以上。即使使用肖特基二极管，增益仍然是显著的。在输出电压较低的情况下，改进更加显著。结果是，低耗散同步整流MOSFET现在可以集成到控制IC中，如MAX17503，整体转换器温升较低，在本例中为30℃。或者，对于相同的温升，可能有较小的溶液。

双向传导

同步整流MOSFET与二极管的另一个不同之处在于，它在打开时可以在两个方向上导电。在正常操作下，这不是问题。然而，考虑到负载需要多个顺序电压轨的情况，当负载上已经有一些电压时，我们的DC-DC转换器必须最后打开，可能是通过潜行路径。DC-DC变换器通常有一个软启动，其中占空比在上电后上升到其工作点。这意味着当同步MOSFET导通时，初始导通脉冲短，关断时间长。预偏负载最初具有比DC-DC输出更高的电压，因此电流流回DC-DC转换器和MOSFET，可能会阻止DC-DC控制器正确启动。

这可以通过在启动阶段禁用同步整流来解决，MOSFET的主体二极管形成“自由轮”二极管功能。同样，这很容易集成到控制IC功能中。启动时的额外耗散是微不足道的。

空载运行

MOSFET在两个方向上的传导能力影响轻负载操作，并且可能是有益的。查看图2中的电感电流，在较高负载(上走线)下，您可以看到熟悉的平均直流电流I(O(AVG))和纹波电流的形状，其峰对峰幅度由电感值和占空比设置。当负载转到较低的值(较低走线)时，纹波电流的谷在负载为纹波电流峰峰值的一半处接近零。随着负载进一步减小，通过二极管整流，电流停止，直到下一个导通周期开始后的某个点，此时电流上升到零以上。这是不连续传导模式(DCM)。对于MOSFET同步整流器，电流可以在两个方向上流动，从而保持在连续导通模式(CCM)。

DC-DC变换器可以在DCM中继续供电和调节，但传递函数发生了变化。在CCM中对带宽和瞬态性能进行优化的环路在响应缓慢的DCM中通常是次优的。在CCM中，输出电压与占空比D的简单关系为:

对于在DCM中工作的降压变换器，情况要复杂得多，其中:

在这种情况下，占空比的变化与负载电流的平方根成比例。因此，这为变换器功率级提供了更复杂的传递函数。D现在也取决于实际电感L和开关频率f(SW)。从性能的角度来看，保留同步纠偏的CCM显然是更好的选择。事实上，现代降压转换器设计故意允许高纹波电流值，因为环路性能不会成为问题。这使得电感值更小，在成本和大信号慢速能力方面具有优势。

当轻载效率是一个设计约束时，通过禁用同步整流器和失去MOSFET中的开关和负电流传导损耗来允许断续模式工作是一个不错的选择。控制ic可以提供这个选项和其他选项;例如，IC可以在轻负载下强制脉冲跳变模式，其中导通时间保持恒定。在这种被称为脉冲频率调制(PFM)的模式中，调节是通过有效地改变轻负载时的开关频率来实现的，以便刚好有足够的能量传递到输出以保持电压恒定。开关损耗与频率成正比，因此在轻负载时，这些损耗减少，栅极驱动功率下降，并且由于两个开关都可以长时间关闭，因此IC内部的一些电路可以在持续时间内禁用，从而节省更多的功率。

在图3中，您将看到各种模式下的波形。

与升压变换器同步整流

使用同步整流与升压和降压-升压转换器并不是那么简单。由于整流器没有接地端子，MOSFET驱动器不会接地参考。一个可能更有问题的情况是，在DCM中，控制IC不一定知道存储的能量已经全部转移。当这种情况发生在开关周期结束前的一些轻负载时，二极管将简单地停止导通。另一方面，MOSFET将开始反向传导。在升压转换器中，这会将输出连接回输入，耗尽输出电容并降低输出电压。避免这种情况的方案可以通过强迫CCM具有可变频率模式或甚至检测通过MOSFET的反向电流并切断其驱动器来实现。然而，这个问题并不重要，因为升压转换器根据定义产生更高的电压，同步整流的好处不太重要。

同步整流器也可用于降压和升压转换器的隔离版本，其中您可以选择简单的自驱动电路或更复杂但受控的版本，其中驱动信号穿过隔离屏障。通过观看由Bob Mammano主持的视频“开关稳压器中的控制算法介绍”了解更多有关此主题的信息，Bob Mammano是第一个开关模式电源之父。本节是电力系统设计系列视频的一部分，涵盖了电源开关技术的各个方面。