同步整流器可以提高开关电源的效率，特别是在低压低功率应用中。本文将同步整流器与肖特基二极管类型进行比较，并举例说明在其应用中有用的一些电路技巧。

为了取得成功，下一代便携式产品，如个人通讯器和数字助理，必须在两次充电之间提供至少12小时的工作时间。实现这个12小时目标的大部分进展必须来自射频、计算机和电池技术，因为电源性能正在接近极限。典型的转换效率已经超过95%。尽管如此，电源必须充分利用电池。在这项任务中，特别是在未来的微处理器和存储芯片将需要的低输出电压下，一个关键因素是同步整流器。

同步整流器是一种电子开关，通过在开关模式调节器中的二极管整流器上放置低阻传导通路来提高功率转换效率。mosfet通常用于此目的，但双极晶体管和其他半导体开关也适用。

开关模式整流器的正向压降与输出电压成串联，因此整流器的损耗几乎完全决定了效率。随着电源电压逐渐下降，整流器的设计需要更多的关注，因为器件的正向压降构成了输出电压的越来越大的一部分。随着各大µP制造商相继推出制造工艺，新的电压水平的竞争也在加速进行。目前，关于即将发布的µp的传言表明V(CC)为1.1V。

如果您认为低压电源还有很长的路要走，请考虑联合电子设备工程委员会(JEDEC)已经起草了2.5V低压电源的接口标准。除此之外，用于终止高速数据总线(如66MHz Gunning Transceiver Logic总线)的1.5V电源需要一个标准。该总线由施乐公司的比尔·甘宁(Bill Gunning)发明，由144个或更多的开漏晶体管驱动器组成，每个驱动器都有一个50w的电阻上拉到1.5V的电源。其他低压数据总线包括Rambus、Futurebus、HSTL和CTT。因此，低压供电总线可能很快就会出现。

即使在3.3V，整流器的损耗也是显著的。对于具有3.3V输出和12V电池输入的降压稳压器，除了其他损耗机制外，肖特基二极管的0.4V正向电压代表约12%的典型效率损失。在较低的输入电压下，由于整流器具有较低的占空比，因此导通时间较短，因此损耗不那么严重。然而，肖特基整流器的正向下降通常是主要的损耗机制。

图1显示了使用同步整流器的效率增益。当输入电压为7.2V，输出电压为3.3V时，同步整流器比肖特基二极管整流器的效率提高了约4%。图1还显示，随着输出电压的降低，同步整流器提供了更大的效率增益。

二极管与同步整流器

在没有并联同步整流器的情况下，开关稳压器中整流二极管的压降(图2a)会导致效率损失，随着输出电压的下降，效率损失会加剧。图2a的简单降压变换器中的肖特基二极管在电感放电时夹住开关节点，即电感的摆动端。

在图2b的同步整流器版本中，一个大的n沟道MOSFET开关取代二极管，形成半桥配置，将开关节点箝位到-0.1V或更低。图2a中的二极管将该节点箝位到-0.35V。直观地说，两种整流器的损耗都随着输出电压的降低而增加。在V(IN)和2V(OUT)时，整流器电压降与负载电压串联约一半的开关周期。当输出电压下降时，整流器的功率损失占负载功率的更大比例。

使用二极管或MOSFET整流器之间的基本权衡是驱动MOSFET栅极所需的功率是否抵消了减小正向压降所获得的效率。同步整流器的效率增益在很大程度上取决于负载电流、电池电压、输出电压、开关频率和其他应用参数(见图2中的表)。更高的电池电压和更轻的负载电流会提高同步整流器的价值。占空因数等于1-D，其中D等于t(开)/(t(开)+ t(关))，对于主开关，占空因数随着电池电压的增加而增加。同时，正向压降随负载电流的增大而减小。

栅极驱动信号是计算同步整流器效率增益的关键因素。例如，您可以通过使用5V的栅极驱动(如逻辑级mosfet)而不是输入(电池)电压来减少栅极损耗。您可以简单地从电池供电的5V线性稳压器提供栅极驱动器。更好的是，您可以从稳压器的输出电压引导栅极驱动器的电源轨道。(这种方法以旁路开关的形式增加了初始上电的复杂性。)此外，您必须权衡与降低栅极电压相关的较低损耗与较低增强MOSFET导致的较高R(DS(ON))。

当比较二极管和同步整流器时，请注意，同步整流器MOSFET并不总是取代通常的肖特基二极管。为了防止高侧和低侧mosfet的开关重叠可能导致破坏性的交叉传导电流，大多数开关稳压器包括死区延迟。同步整流MOSFET包含一个集成的寄生体二极管，可以作为箝位并在此死区期间捕获负电感电压摆动。然而，这个体二极管是有损的，是缓慢关闭，并可能导致1%至2%的效率下降。

因此，设计师有兴趣挤压的最后百分之一的效率，他们的电源放置一个肖特基二极管与同步整流MOSFET并联。这个二极管只在死区传导。与硅体二极管并联的肖特基二极管在较低的电压下打开，确保体二极管永不导通。一般来说，以这种方式使用的肖特基二极管可以比简单降压电路所需的类型更小，更便宜，因为二极管的平均电流很低。(肖特基二极管的峰值电流额定值通常远大于直流电流额定值。)值得注意的是，在高开关频率下，死区期间的传导损耗会变得非常显著。例如，在一个死区时间为100nsec的300kHz变换器中，对于一个2.5V, 1W的电源，额外损耗的功率等于I(LOAD)× V(FWD)× td × f = 6mw(其中f为开关频率，td为死区时间)，这意味着效率损失约为0.5%。

轻载效率是移动应用程序的一个关键参数，在移动应用程序中，计算机花费很长时间处于近乎休眠的挂起模式。对于便携式设备中常用的buck型开关稳压器，同步整流器的控制电路对其轻载效率和噪声性能影响较大。轻载或空载条件下的关键问题是MOSFET关断信号的时序。

当负载电流较小时，电感电流放电至零，变为不连续或反向。在处理这个问题时，你至少有三种选择。你可以继续保持同步开关，直到下一个周期开始，允许电感反转。轻负荷时可以完全禁用同步整流器。或者，您可以检测到电感电流过零，并在一个周期的基础上关闭同步整流器。每种方法都涉及不同领域的权衡。

在过去，设计人员广泛使用的选项是保持电感开关打开，直到下一个周期开始(图3a)，这需要用互补波形驱动MOSFET栅极。这种方法产生更低的噪声，并允许一个简单的控制方案:栅极驱动信号只是一个反向的、相反相位的驱动信号，用于高侧开关。噪声较低有两个原因，这两个原因都与连续电感电流有关。首先，没有脉冲跳变确保了恒定的开关频率，无论负载如何。恒定的基本开关频率确保谐波频率下的输出纹波和EMI不会对音频或音频系统的中频带造成严重破坏。其次，这种方法消除了由电感和开关节点杂散电容组成的谐振槽电路可能引入振铃的死区时间。

让电感电流反向的缺点是同步整流器从输出端拉电流。电路在下一个半周期中替换掉这一损失的输出能量。然而，在周期开始时，当高侧开关打开时，电路将在早期电流反转期间存储的电感能量转移到输入旁路电容器。

这个动作类似于永动机，能量在输入和输出电容之间穿梭。不幸的是，摩擦破坏了所有的永动机。在这种情况下，摩擦由开关和I2R损耗组成。当能量来回穿梭时，电路在其所有微小的寄生电阻和开关效率低下中耗散功率。因此，需要额外的能量来维持穿梭运动。最明显的后果是2.5V, 1W电路的空载供电电流通常为5mA。

第二种选择，在轻负载下完全关闭同步整流器，提供简单和低静态电源电流。您通常将此方法与由轻负载脉冲频率调制(PFM)控制方案控制的脉冲跳变操作一起实现。当电路进入轻载脉冲跳变模式时，电路就会使同步整流器失效，而同步整流器则由一个并行肖特基二极管完成所有工作。禁用同步整流器可以防止电感电流的反转，并且不会出现来回穿梭能量的问题。

最后一个选项是感应电感电流过零并快速锁相同步整流器关闭，一个周期一个周期地关闭同步整流器(图3b)。这种方法提供了最高的轻负载效率，因为同步整流器在不允许电感电流反转的情况下完成其工作。但是，为了有效，开关调节器集成电路的电流检测放大器监控电感电流必须结合高速度和低功耗。

逻辑控制输入可以将同步整流操作从互补驱动选项切换到零点关闭选项(图5)。当低时，*SKIP*允许正常操作:电路采用脉宽调制(PWM)用于重负载，并自动切换到低静止电流的脉冲跳变模式用于轻负载。当高时，*SKIP*强制IC低噪声固定频率PWM模式，无论负载如何。此外，应用高电平到*SKIP*禁用IC的过零检测器，允许电感电流反向，这抑制了寄生谐振LC槽电路。

这种控制对于内置操作系统的计算机很方便。当ro不使用，主机系统从运行模式切换到挂起模式时，电源自动进入轻载跳脉模式，节省电量。如果射频收发器被打开，一个逻辑信号迫使电源进入低噪声模式，保持安静的运行，无论输出负载如何。

与同步整流器的栅极驱动定时相关的另一个问题是可以使用反激绕组获得的多个输出的交叉调节。许多设计人员都知道，在降压稳压器的电感磁芯上放置一个额外的绕组或耦合电感可以提供辅助输出电压，而成本仅为二极管、电容器和几分钱的电线(图6)。然而，很少有设计人员知道同步整流器可以帮助调节这种输出。

通常情况下，图6中的耦合电感反激技术在高侧开关打开时将能量存储在铁芯中，并在同步整流器的低侧开关打开时通过二次绕组将部分能量释放到辅助15V输出。在放电过程中，初级电压等于V(OUT) + V(SAT)，其中V(OUT)是主输出，V(SAT)是同步整流器的饱和电压。因此，二次输出电压等于一次输出乘以匝数比。

不幸的是，如果同步整流器在零电流下关闭，并且初级负载很轻或不存在，则15V输出会下降到地，因为此时核心没有存储能量。如果同步整流器保持开启状态，初级电流可以反向，让变压器在正向模式下工作，理论上提供无限输出电流能力，防止15V输出下垂。不幸的是，静态电源电流受到很大的影响。

然而，图6中的电路实现了出色的交叉调节，而不会影响静态电源电流。第二个，额外的反馈回路感应15V输出。如果这个输出处于调节状态，同步整流器像往常一样在零电流下关闭。如果输出低于13V，在一次电流达到零后，同步整流器保持在一个额外的微秒。因此，即使主5V输出没有负载，15V输出也可以提供数百毫安。该方案还在V(IN)-V(OUT)的低值下提供了更好的15v负载能力，随着电池电压随放电而下降，这一点变得很重要。

二次侧同步整流器

二次绕组上的多个同步整流器可以取代多输出非隔离应用中常见的高压整流二极管(图7)。这种替代可以显著改善辅助输出的负载调节，并且通常不需要线性稳压器，否则您将增加线性稳压器以提高输出精度。您必须选择击穿额定值足够高的MOSFET，以承受反激电压，这可能比电池电压高得多。将二次侧MOSFET的栅极直接连接到主同步MOSFET的栅极(DL终端)上，可以提供必要的栅极驱动。

另一个巧妙的技巧使同步整流器为高侧开关MOSFET提供栅极驱动。轻敲外部开关节点以产生高于电池电压的栅极驱动信号，可以在同步整流降压变换器中为两个开关使用n沟道mosfet。与p沟道类型相比，n沟道mosfet具有许多优点，因为其优越的载流子迁移率使栅极电容和导通电阻提高了近2:1。

飞行电容升压电路提供高侧栅极驱动(图8)。飞行电容与高侧MOSFET的栅极源端并联。电路交替地从外部5V电源通过二极管对该电容充电，并将电容器与高侧MOSFET的栅极源端并联。然后，充电的电容器充当内部栅极驱动逆变器的电源电压，这相当于并联的几个74HC04部分。由于交换节点的偏置，逆变器的负轨运行在LX终端的功率开关波形上。

同步整流器对于图8的栅极驱动升压电源是不可或缺的。没有这个低侧开关，你不能保证电路在初始上电时启动。当电源首次应用时，低侧MOSFET迫使开关节点为0V，并将升压电容器充电至5V。在第二个半周期，栅极驱动器的DH输出开关高，连接升压电容横跨MOSFET的栅极源介质。泵送高于电池电压的5V栅极驱动信号提供开启高侧开关所需的增强电压。

到目前为止，我们集中讨论了buck拓扑的同步整流器。但是，您也可以在升压和逆变拓扑中合并同步整流器。图9中的升压调节器在有源整流器块中采用内部pnp同步整流器。升压拓扑要求整流器与V(OUT)串联，因此IC将pnp集电极连接到输出，将发射极连接到开关节点。整流器控制块的快速比较器检测整流器是正向偏置还是反向偏置，并相应地驱动pnp晶体管打开或关闭。当晶体管开启时，一个自适应基流控制电路使晶体管保持在饱和的边缘。这种条件最大限度地减少由于基极电流的效率损失，并通过最小化由于储存的基极电荷造成的延迟来保持高开关速度。

pnp同步整流器的一个有趣的好处是它能够提供升压和降压动作。对于普通的升压稳压器，输入电压范围受到通过电感和二极管的输入到输出路径的限制。(这个不需要的路径是简单boost拓扑中固有的。)因此，如果V(IN)超过V(OUT)，则通过整流器的导通路径可能会将输出向上拖动，从而可能导致过压损坏负载。

图9中的pnp-整流电路工作在开关模式下，即使当V(in)超过V(OUT)时，有源整流器也充当开关。这个动作更类似于一个调节电荷泵而不是降压调节器，因为降压模式的操作需要在高端的第二个开关。图9电路的效率近似于线性稳压器的效率:在四节电池的电压范围内(高达6.2V)，效率相当好。

产生负电压的反相拓扑稳压器，有时称为降压稳压器，是同步整流的有用应用。与升压拓扑一样，反相拓扑将同步整流器与输出串联起来，而不是与地相连(图10)。在这个例子中，同步开关是一个n沟道MOSFET，其源端连接到负输出，漏端连接到开关节点。

该电路通过将IC的GND引脚连接到负输出电压而不是电路接地，使所得到的300kHz降压调节器充当反相拓扑开关。该开关稳压器的效率约为88%，比同类异步整流电源高出4%。

这篇文章的类似版本出现在1995年4月27日的EDN上。