2009年9月29日，《星球》网站发表了一篇类似的文章。

在具有1线接口的设备中，最著名的是存储器、温度传感器、电池监视器和可寻址开关。也有单线adc，但没有单线dac。但是，您可以使用可寻址开关构建一个简单的1线DAC。

电路(图1)由一个多通道1线可寻址开关(DS2408, U1)、一个电流镜(Q1, Q2)和一个电阻网络(R)组成α， r β， rγ， r得尔塔， rx)。U1的开漏输出晶体管(P0-P3)传导(逻辑0)或呈现高阻抗(逻辑1)。如果输出端口的逻辑状态为0，则电流通过连接到该端口的电阻流到地。

I(REF)的计算方法如下:

如参考文献¹所述，电流I(O)由式(2)表示:

其中V(A)表示Q2的早期电压，β是电流增益，假设Q1和Q2具有相同的特性。对于V(CB)值从4.3V到0.2V以及典型值V(A)(20)和β(180)，镜像比MR范围为1.20(高V(CB)，低电流)至1.00(低V(CB)，高电流)。

DAC输出电压(VX)为

Vx = i (o) × rl = Mr × i (ref) × rl

当没有输出端口断言逻辑0时，I(REF)由RX确定:

I(re0) = (v (cc) - v (be)(q1))/ rx

I(REF0)产生偏移电压VX0:

Vx0 = Mr × i (ref0) × r1

在(5)中插入(4)并求解RX yield(6)，从而可以计算所需失调电压对应的RX值:

Rx = rl × Mr × (v (cc) - v (be)(q1))/ vx0

与P0分配给DAC的最低有效位(LSB)，电阻Rα决定得尔塔VX，它是步骤之间的电压增量。将(6)式中的VX0代入得尔塔VX得到(7)，从而可以计算Rα：

Rα= rl × Mr × (v (cc) - v (be)(q1))/ 得尔塔vx

因为在双星系统中P1的重量是P0的两倍，所以Rβ必须传导两倍的电流。因此，Rβ = Rα/ 2。出于同样的原因，Rγ= Rα/4和R得尔塔 = Rα/ 8。在这些条件下，VX的最大值为

Vx (max) = vx0 + 15 × (v (cc) - v (be)(q1))/ rα× rl ×先生

例1:全量程DAC

表1解释了输入值的选择。将这些值代入方程(6)和式(7)得到RX = 94.6k欧姆和Rαk = 18.92欧姆。给定Rα= 18.92k欧姆，其他(非标准)值为Rβ = 9.46k欧姆， Rγ= 4.73k欧姆， R得尔塔 = 2.365k欧姆。为了更接近E24标准值(5%公差)，将每个值乘以一个因子~1.05，得到RX = 100k欧姆， Rα= 20k欧姆， Rβ = 10k欧姆， Rγ= 5k欧姆， R得尔塔 = 2.5k欧姆。以相同的因素改变所有电阻对结果几乎没有影响，并且I(REF)的减少由RL的增加值补偿，使VX不受影响。

例2:led亮度控制

在图1中，输出电压VX控制LED的光强。Q3作为发射极跟随器，使VX上的负载最小化，R1限制LED电流。设导通时LED压降为1.9V, Q3的V(BE)为0.7V。为保持LED灭，VX必须小于2.6V，即VX0 = 2.5V。为了避免Q2的V(CE)饱和范围，VX处的电压摆幅必须保持在2V以下。此条件要求得尔塔VX≤2V/15，即得尔塔VX = 0.125V。否则，应用表1的输入值。

重复式(6)和式(7)的计算得到RX = 1.892k欧姆， Rα= 37.84k欧姆， Rβ = 18.92k欧姆， Rγ= 9.46k欧姆， R得尔塔 = 4.73k欧姆。将这些电阻值增加~5%，使您更接近标准值:RX = 2k欧姆， Rα= 40k欧姆， Rβ = 20k欧姆， Rγ= 10k欧姆， R得尔塔 = 5k欧姆。

图1的电路简单而高效，但它的弱点是电流镜像。反射比随V(CB)(Q2)变化，早期电压V(A)和电流增益β随集电极电流变化。分立晶体管进一步引入了不精确性。使用5%的电阻，VX的实际测量值在计算值的±10%以内。

您可以通过将Q1和Q2替换为晶体管阵列或双晶体管(如BCV62)来改进电流镜。(参考文献[1]中描述的改进电流反射镜设计需要第三个晶体管。)虽然显示的是4个交换机，但这个概念可以扩展到使用U1的所有8个端口。注意，这种方法只增加了分辨率，而不是精度或输出电压范围。

参考电路

(1) W。Marshall Leach, Current Mirrors，