由于TLVR是一个相对较新的发展，具体的细节和特性仍在研究中。本文讨论了TLVR的瞬态行为，它会影响TLVR设计本身的隔离要求。

TLVR与瞬态

TLVR的原理图如图1所示，用于多相降压稳压器当主电感绕组仍然连接在相的开关节点和V(O)之间时，附加的辅助绕组相互串联并与调谐电感L(C)电连接。去除L(C)使电路返回到降压转换器中的离散(不耦合)电感。L(C)短路意味着相位之间最强的连接，以及最快的瞬态性能，但它也影响电流波形和电流纹波的一般幅度。实际上，通常选择L(C)作为这两种极端情况之间的折衷。

与任何多相降压变换器一样，当快速瞬态负载阶跃到来时，输出电压的变化会引起反馈反应，适当地调整电压和电流。在TLVR情况下，一个潜在的问题是所有辅助绕组串联连接，与初级绕组的典型1:1变压器比。主TLVR绕组在开关频率处施加方波，理想情况下在不同相位之间进行时间相移。然而，这些阶段通常在瞬态期间对齐，以提高性能。

考虑在12v至1.8 V的应用中，所有相位的所有高侧场效应管都打开以尽可能快地增加电感电流，因此(V(in) - V(O)) = 10.2 V电压同时施加到所有主绕组，如图2所示。实际波形将取决于电路参数，但在最坏的情况下，1:1变压器将在其二次侧产生10.2 V，因此在二次侧产生的电压脉冲将是(V(in) - V(O)) × N(PH)。这显然是出于安全考虑。图2给出了150 nH值的tlvr的实际值，其中主辅助绕组之间的小泄漏测量为5 nH。还显示了L(C) = 160 nH的值。该L(C)值在N(PH)~6的典型范围内，但可以调整，特别是对于不同数量的连接相。

图3显示了当N(PH)= 20时，所有V(X)交换节点都具有10.2 V的100ns脉冲时的模拟:图3a中L(C) = 160 nH，图3b中L(C) = open。所有次级TLVR电压都被绘制出来，以显示绕组的串联连接如何建立电压。当20相次级绕组负载L(C) = 160 nH时，板上电压达到~123 V。但如果L(C)断开，电压阶跃可以高达197v，因为二次侧是卸载的。总电压更接近最坏情况(V(IN) - V(O)) × N(PH))。

然而，图3中的结果仍然过于乐观。实际上，图3中的简化仿真需要在GND平面和连接次级TLVR绕组的相当宽的走线之间至少增加寄生电容。这些寄生电容的实际估计约为5pf。如图4所示，在每个TLVR辅助节点上添加5pf电容，可以得到如图5所示的模拟结果。增加的寄生电容导致在高Q电路中产生大量振荡，因为为了效率和瞬态考虑，电阻保持在最小值。在相同的N(PH)= 20的情况下，当L(C) = 160 nH存在时，电压峰值为239 V，如果L(C)从板上断开，电压峰值为390 V。

请注意，寄生布局电容器的值并不重要——它只影响振荡的频率和包络线，而不影响振幅。

似乎至少有两种方法可以缓解这个高电压问题。一是确保在瞬态期间相位不能对齐，或者至少不超过两到三个相位。这可以在控制器设计中考虑，但它显然会限制瞬态响应的速度。另一种方法是限制连接的TLVR阶段的数量。但是这种方法的实际限制是什么，因为N(PH)需要足够高以抑制电流纹波，而N(PH)也需要足够低以限制最坏情况下的二次电压?

链接N(PH)的注意事项

(7)它对任何占空比值都有效，但由于等效电路被简化为推导(没有专用的泄漏LK作为每个TLVR的单独元件);当L(C) = open时，它是准确的，但当L(C) = short时，它开始累积一个误差，变为无穷大。并假设TLVR L(K)<<L(M)有泄漏。尽管如此，当L(C)不太小，L(K)不太大时，它提供了一个非常合理的估计。图6比较了耦合电感器(4)和TLVR(7)的归一化电流纹波与V(O)的关系(对于V(IN) = 12 V)。换句话说，从离散电感器L(红色曲线)开始，不同数量的N(PH)要么(a)作为单个耦合电感器磁耦合，要么(b)作为TLVR电连接。设定特定条件:TLVR = 150 nH，漏量5 nH, L(C) = 120 nH，耦合电感假设耦合比L(M)/L(K) = 5。根据N(PH)的不同，磁耦合电感显著降低了具有相同值l的离散电感的电流纹波。电流纹波曲线在D = V(O)/V(IN) = k/N(PH)处具有凹痕或局部最小值。将L(M)增加到无穷大将使这些区域的电流纹波等于零。另一方面，TLVR电流纹波总是比具有相同值l的分立电感更大。TLVR电流纹波在D = k/N(PH)区域也有切迹，该区域的电流纹波接近分立电感l的电流纹波。通过增加连接相数，N(PH)显然有利于降低TLVR电流纹波(图6b)。

图7显示了当TLVR = 150 nH和不同的L(C)值时，电流纹波作为连接TLVR相的函数。L(C)值越低，误差越大，但趋势很明显;降低N(PH)或L(C)会导致电流纹波增大。注意，TLVR总是具有比基线离散电感(L(C) =开)更大的纹波。假设L(C)值足够大，则最小相数应在N(PH)_min~1/D左右，见式1，以控制电流纹波冲击。换句话说，至少将N(PH)增加到电流纹波曲线中不同相位占空比接近重叠的第一个陷波。

另一个结论是，当N(PH)_min = V(IN)/V(O)时，最小期望相数随着V(O)的降低而增加。当V(IN) = 12 V, V(O) = 1.8 V时，TLVR溶液大致需要N(PH)_min~6，当V(O) = 0.8 V时，TLVR溶液需要N(PH)_min~15，如图8所示。当然，如果对电流纹波有额外的影响，那么较小的N(PH)是可以接受的，因此效率是可以容忍的。注意，为了保持一致性，图8绘制的TLVR = 150 nH和L(C)值与V(O) = 1.8 V的情况相同。这导致更小的电流纹波。但降低V(O)会使暂态变差，因此很可能会调整TLVR解决方案以改善暂态，从而导致电流纹波增加。

假设12 V到1.8 V的应用，连接N(PH)= 6的目标是保持TLVR电流纹波下降。图9显示了当初级上的所有相位都有100 ns脉冲时，次级TLVR电压的最坏情况(V(IN) - V(O))。当L(C) = 120nh时，二次电压可达77v。如果L(C)从PCB上断开，则卸载的二次电压可以振荡到113 V。

最坏情况下次级TLVR电压的粗略估计如公式2所示，其中2倍乘法器来自振荡而不是脉冲波形。

TLVR内漏在某种程度上降低了这个电压峰值，但泄漏通常很小。相应地，与模拟的377 V(图5b)和113 V(图8b)相比，当N(PH)= 20和N(PH)= 6时，估计的V(峰值)分别为408 V和122 V。则使最坏情况下二次电压保持在期望的最小V(PEAK)下的估计N(PH)_max大致可如式3所示。假设PCB上的最大额定电压为60 V，则12 V至1.8 V的应用将具有N(PH)_max <2.9和对于12 V至0.8 V的应用，N(PH)_max <2.6. 这就产生了保持电流纹波的问题，因为当V(O) = 1.8 V和V(O) = 0.8 V时，N(PH_)min = 6和N(PH)_min = 15。如果安全额定值需要足够低的电压限制，那么在实际应用中，似乎会出现额外的电流纹波增加，因此预期会产生更明显的效率影响。

图10显示了N(PH)_min(效率)和N(PH)_max(安全性)随V(O)的变化，假设安全等级V(PEAK) = 60 V, V(IN) = 12 V。N(PH)_min和N(PH)_max之间的可能解决方案仅存在于V(O) = 3.5 V以上，然后出于安全考虑，N(PH)_max在较低电压下覆盖它，这会导致更高的电流纹波和相关的效率影响。

当然，如果N(PH)降低，这也会导致增加调谐电感的总数L(C)，因为每个连接的组都需要一个。

结论

TLVR方法是对离散电感的改进，但它主要改善了瞬态，同时产生电流纹波，因此使效率变差。为了控制电流纹波影响，连接N(PH)_min >V(IN)/V(O)可以推荐。从安全的角度来看，如果需要PCB上最坏情况电压的V(PEAK)限制，则连接不超过N(PH)_max <需要V(PEAK)/((V(IN) - V(O)) × 2)相。安全标准通常会优先于当前的涟漪考虑，因此TLVR方法的当前涟漪影响和效率受到打击是意料之中的。

缓解高压问题的另一种可能性是确保控制器永远不会超过一些最大相数，根据前面描述的N(PH)_max (60 V限制时最大两到三个相，等等)。这种方法的挑战在于它会限制系统瞬态性能的快慢。还应考虑稳态运行中过多相重叠的问题。

参考电路

(1)黄佩良、徐鹏、杨鹏、李福昌。“带耦合电感的交错vrm的性能改进”，《IEEE电力电子学报》，第16卷，第4期，2001。

(2)李洁丽。DC-DC变换器中的耦合电感设计。硕士论文，达特茅斯学院，2001年。

(3)亚伦·m·舒尔茨和查尔斯·r·沙利文。“耦合电感绕组的电压转换器及相关方法”，美国专利6,362,986,2002年3月。

(4)亚历山大·伊克里尼科夫。耦合电感技术的好处，Devices, Inc.， 2014年12月。

(5)蒋帅，李欣，Mobashar Yazdani, Chee Chung。“推动48v技术创新向前混合变换器和电感式电压调节器(TLVR)”。IEEE 2020应用电力电子会议行业会议，2020。

(6)周静海。“数据中心可扩展的2级48V到PoL电力传输。”IEEE 2020应用电力电子会议行业会议，2020。

(7)“基于TLVR输出滤波器的多相降压变换器”，英飞凌技术，2021。

(8)亚历山大·伊克里尼科夫和狄·姚。“多相磁变换器:TLVR vs. CL和新型优化结构”，PCIM Europe, 2023年5月。