介绍

在其最简单的形式中，数据切片器将解调的ASK信号与阈值进行比较。如果解调信号电压超过阈值，比较器输出变高，通常到电源电压。如果解调信号低于阈值，比较器输出变低，通常为零伏或接地。

本应用笔记回顾了数据切片的两个方面:形成比较器阈值，并防止比较器输出从“抖振”时没有信号存在。后一种操作，通常称为“压制”，可以通过在数据比较器的任一引脚上引入简单的电压偏移来完成。这种偏置可以直接来自电源，也可以来自使用迟滞，迟滞是数据切片器比较器反馈部分输出电压的过程。

我们将展示三种不同的方式来形成阈值，以及三种不同的方式来引入静噪，所有这些都可以通过添加一些外部电阻和/或电容器来完成。

解调ASK信号

Maxim ASK接收机使用的解调器是一个精心设计的限制中频放大器。该放大器产生的电压与输入中频信号功率的对数成正比。当没有信号存在时，放大器形成的电压由一个静态直流值组成，其上有一个小的时变噪声电压。图1显示了响应ask调制信号的解调器输出波形。当信号关断时，波形将在静态电压V(0)和信号打开时，信号电压V(s)之间来回切换。在MAX1473中，V(0)通常约为1.2V, V(s)的范围从灵敏度时的约40mV到非常高信号电平时的约1V。

数据切片器框图

图2显示了MAX1473 ASK接收器的框图。本应用说明着重于三个运算放大器和图表右下角组成数据切片器的七个引脚。图3中重新绘制了相同的功能块，以便更清楚地说明每个电路的功能。这些图中电阻和电容的参考指示器与MAX1473评估套件原理图中的相同。运算放大器U1和它的组件构成萨伦键数据滤波器，平滑从ASK解调器检测到的振幅输出。运算放大器U2及其组件构成数据切片比较器，而检峰运算放大器U3及其组件构成检峰输出。现在我们可以专注于该电路的各个部分，以了解数据切片操作中的各种选项。

基本数据切片电路

图4显示了最简单的数据切片电路。数据滤波器DFO的输出到数据切片比较器DSP的正引脚，并通过一个简单的RC低通滤波器在DSN处形成切片阈值电压。当被检测和滤波的ASK信号DFO通过R1和C4组成的低通滤波器并沉降时，DSN引脚的直流值在该信号的最大和最小电压之间。图5显示了DSP和DSN的波形，使用图1中的电压V(0)和V(s)。注意，DSN处的稳态电压为V(0) + V(s)/2。当接收到的数据流在数据包或帧的开始处(以前导或同步模式的形式)有足够的额外比特时，当R1-C4电路充电到正确的切片阈值时，它可以承受损失，该电路功能良好。当需要检测序列的第一个比特时，形成DSN阈值电压的电路需要快速达到该电压。这就是峰值检测器可以提供帮助的地方。

数据切片器与快速阈值形成

在ASK接收机中加入来自峰值检测器的电压可以加速数据切片阈值DSN的形成。图6中的电路说明了数据滤波器和峰值检测器对DSN的贡献是如何结合起来产生快速响应的阈值电压的。通过考虑DFO和PDOUT作为两个独立的电压源，我们可以使用叠加技术(单独找到每个源的响应，然后将响应相加)来确定DSN处的电压。来自峰值检测器的贡献是通过C13和C4形成的电容分压器的瞬时电压跳变。这个电压跳变衰减到由R1和R2组成的电阻分压器确定的稳态值。来自R1-C4低通滤波器的贡献是来自基本数据切片器电路的相同缓慢上升的阈值。通过仔细选择两个R和两个C值，这两个贡献可以相互补充，并在DSN上形成一个阈值电压，理想情况下，它会立即跳到正确的阈值并保持在那里。

图7显示了两组不同电阻器和电容器的两种DSN波形。在DSN产生最接近瞬时跳变的阈值电压的组件组合遵循以下准则:

我们可以用一个具体的例子来说明R和C的选择。对于4kbps NRZ的ASK数据速率，R1-C4低通滤波器应该具有大约5位间隔的时间常数，即5 x 0.25ms，或1.25ms。R1和C4的一个好的选择是:

R1 = 25 k欧姆， C4 = 0.047µF

我们选择C13等于C4，使R2远大于R1(10倍是好的):

R2 = 250 k欧姆， C13 = 0.047µF

这种选择将导致阈值电压DSN从V(0)跳到V(0) + V(s)/2，然后稳定到V(0) + 0.55V(s)。

注意，这种建立快速切片阈值的方法会在阈值中产生一个小误差。阈值电压从初始值到最终值变化的时间常数，变化很小，由下式乘积给出:

时间常数= (R1 || R2 x (C4 + C13))

这大约是R1-C4平滑电路时间常数的两倍。我们可以通过减少每个电容值来纠正这种变化，但这是不必要的。因为阈值在初始跳变后变化很小，所以时间常数不像在没有峰值检测器的电路中那样重要。

数据切片器与双峰检测器

使用单峰检测器与R-C平滑电路结合形成切片阈值有一个小缺点:最终阈值与理想值略有不同，理想值介于来自数据滤波器的最大和最小电压之间。

使用最大和最小峰检测器是提高切片阈值快速建立的一种方法。MAX1471 ASK/FSK接收器、MAX7042 FSK接收器和MAX7030 / MAX7031 / MAX7032收发器具有最大和最小峰值检测器，因此不需要单个R-C平滑电路。图8显示了这些峰值检测器，每个都有一个外部电阻和电容。每个电容器保持峰值电压，每个电阻器为相关电容器提供放电路径。这种设计允许峰值检测器动态跟踪数据滤波器输出电压的任何峰值变化。最大和最小峰值检测器可以一起使用，以在数据流的最大和最小电压电平之间的中间值形成数据切片器阈值电压。这些R-C对的RC时间常数应该设置为位间隔的五倍左右，就像在本应用笔记中前面描述的简单阈值平滑电路中一样。

如果某些因素导致基带信号的幅度发生重大变化，例如AGC增益开关或上电瞬态，峰值检测器可能会“捕获”一个假电平。如果检测到假峰值，则表示切片级别不正确。由于RC时间常数是几个比特长，峰值检测器可能无法快速恢复。然而，具有双峰值检测器的Maxim接收器都至少有一个用于重置峰值检测器输出的规定:接收器暂时允许峰值检测器跟踪信号。在MAX7042 FSK接收器中，峰值检测器通过暂时拉低ENABLE引脚来复位，然后将其返回到逻辑高设置。MAX7030和MAX7031收发器以相同的方式重置峰值检测器，但当AGC功能改变状态或T/R开关进入接收状态时，也会重置峰值检测器。MAX1471 ASK/FSK接收器和MAX7032 ASK/FSK收发器通过其串行端口重置峰值检测器，并且在接收器从休眠模式出现时自动重置峰值检测器。

为数据切片器添加基本的静音

在没有ASK信号的情况下，ASK检测器的输出由带有时变噪声电压的直流电压组成，其峰值值约为20mV。当数据切片器比较器在DSN阈值电压上下摆动时，这个噪声电压出现，导致比较器的输出“颤振”，也就是说，在电源电压和地之间快速随机地来回跳动。这种行为经常不必要地唤醒微处理器，有时还会给供电线路增加噪声。阻止这种颤振的一种方法是使用一个简单的静噪电路，它在数据切片器的正(DSP)或负(DSN)引脚上增加一个小的直流偏移。

图9显示了使用电源作为直流偏置源的简单静噪电路。通常，您所需要的只是一个大的电阻，它是数据滤波器输出DFO和比较器上任意一个输入引脚之间电阻值的50到100倍。在图9的第一个电路中，将小偏移量添加到DSP。如果偏移量约为30mV，则会发生两件事。首先，在没有信号的情况下，DSP直流电压上的噪声永远不会使DSP电压低于DSN的阈值水平;其次，DATAOUT引脚将保持高位，即V(DD)。在图9的第二个电路中，偏移量被添加到DSN中。现在，DSP直流电压上的噪声将永远不会使DSP电压高于DSN增加的阈值，并且DATAOUT引脚将保持低电平，即GND。静噪电路稍微降低了灵敏度(当仔细选择阻性分压器时约为1dB至2dB)，并且当存在解调信号时，在DATAOUT处产生略宽的正数据脉冲和略窄的负数据脉冲。

来自双峰探测器的噪声

另一种简单的静噪电路可以通过使用图8中的双峰值检测器来形成。使两个电阻稍微不相等将使阈值高于或低于两个峰值电压的中点，这取决于哪个电阻更大。如果阈值设置略高于中点30mV至50mV，当没有信号存在时，DATAOUT引脚将保持低电平。类似地，如果阈值设置略低于中点，当没有信号存在时，DATAOUT引脚将保持高电平。

向数据切片器添加电阻滞后

您也可以使用一个大的电阻将DATAOUT引脚从数据切片器连接到DSP引脚。图10显示了电阻滞后的等效电路。这种方法几乎与通过电阻将V(DD)连接到DSP引脚具有相同的效果。这里唯一的区别是，当存在解调信号时，DSP的小偏移仅在解调数据的正摆幅期间存在。因此，在DATAOUT处，正数据脉冲宽度的增加略小，因为正数据脉冲的长边并没有因为偏移量的存在而被推进。

增加电容滞后到数据切片器

电容性迟滞在DATAOUT信号的过度抖振和来自静噪或电阻性迟滞的灵敏度降低之间提供了一种折衷。电容滞后电路如图11所示。

就像在电阻滞后中一样，一小部分DATAOUT信号被反馈到DSP引脚，这次是通过电容分压器C7-C9。C7的典型电容值为10pf, C9为1000pf。添加到DSP的偏移量不同，因为它是一个瞬态偏移量，随着给定的时间常数衰减:

R8 x (C9 + C7)

根据时间常数的长度，偏移量使DSP上的噪声不低于切片阈值，直到偏移量衰减。这有效地增加了DATAOUT引脚保持高位的时间，从而降低了DATAOUT颤振的频率。虽然电容性迟滞不能完全消除颤振，但它减少了跃迁的数量。

请注意，C9的存在在解调的ASK信号路径中创建了另一个具有R8的低通滤波器。与该滤波器时间常数相关联的极点应该大于萨伦- key数据滤波器的带宽，这样就不会使滤波后的信号过于缓慢。