随着中频采样频率的不断提高，A/D转换器的输入端和整体前端设计已成为接收机设计的关键因素。许多应用程序正在迁移到超级奈奎斯特采样，以消除系统设计中的混降阶段。放大器在这些高频率下提出了一个问题，因为高性能不像在奈奎斯特应用中那样容易实现，而奈奎斯特应用通常使用放大器。此外，无论使用何种输入频率，放大器的固有噪声都会降低ADC的信噪比(SNR)。变压器为设计人员提供了一个相对简单的解决方案来解决噪声问题，同时为高频输入提供了良好的耦合机制。

变压器

让我们看一下变压器的基本组成，并总结一下它为用户提供了什么。首先，变压器本质上是交流耦合的，因为它是电隔离的，不会通过直流电平。它为设计者提供了基本无噪声的增益，这取决于设计者选择的匝比。该变压器还提供了一种从单端转换到差分电路的快速简便的方法。最后，中心抽头变压器提供了任意设置共模电平的自由。这种优点的结合减少了前端设计中的组件数量，在前端设计中，将复杂性保持在最低是至关重要的。

但是，在使用中心抽头变压器时应小心。如果变换器电路在差分输入之间表现出严重的不平衡，则大量电流可能流过变压器的中心抽头，可能使铁芯饱和。例如，如果使用V(REF)驱动变压器的中心抽头，并且满量程信号驱动ADC的输入，打开保护二极管，则可能导致不稳定。

变压器虽然外观简单，但也不能掉以轻心。有很多东西需要了解和学习。让我们看一下变压器的一个简单模型，看看“幕后”是什么。如图1所示，有两个简单的方程式表示理想变压器端子处的电流和电压。当电压由变压器升压时，其阻抗负载将反射回输入端。匝数比a = n1 / n2表示一次电压与二次电压的比值;电流呈反比关系(a = i2 / i1)，从次级电路反射过来的初级电路阻抗的比值等于匝数比的平方(Z1/Z2 = a(2))。变压器的信号增益简单地表示为20 log (V2/V1) = 20 log√(Z2/Z1)，因此电压增益为3db的变压器将具有1:2的阻抗比。这使得设计的第一步变得简单。

图1b显示了许多固有的和寄生的偏离理想的变压器。这些都在建立变压器的频率响应中起作用。它们可以帮助或阻碍性能，这取决于前端实现。图1b提供了一种对转换器建模以获得一阶期望的好方法。一些制造商提供建模信息，要么在他们的网站上，要么通过一个支持小组。任何计划使用硬件进行模型分析的人都需要一个网络分析仪和少量样本来正确地进行所有测量。

真正的变压器有损耗和有限的带宽。正如寄生结构所暗示的那样，可以将变压器视为宽带带通滤波器，可以根据其- 3db点来定义。大多数制造商将根据1 db、2 db和3 db带宽指定变压器频率响应。振幅响应伴随着相位特性。通常一个好的变压器在其通频带上会有1%到2%的相位不平衡。

现在让我们考虑一些涉及ADC变压器耦合前端的设计示例。由于变压器主要用于隔离和中心抽头，这些例子将通过使用统一匝数比来简化讨论。

例子

在第一个示例中，如图2所示，使用AD6645 14位，80 msps ADC，差分输入阻抗为1 kohm。33欧姆系列电阻可隔离ADC输入电路中的瞬态电流。选择501欧姆的终端电阻在初级端实现50欧姆的输入，以匹配50欧姆的输入源。因此

（1）

变压器二次电阻组合有效地与58欧姆电阻并联。终端电阻的选择取决于所需的输入阻抗。为简单起见，我们假设本节中的所有示例都需要匹配50欧姆的电源。

这是一个简单的例子，因为我们假设输入频率在基带或第一奈奎斯特区。然而，如果要求前端设计处理100 mhz的输入，情况就大不相同了。变压器里发生了什么?在施加如此高的中频的情况下，寄生电容耦合(图1b中的C2-C5)的任何差异都会使变压器的二次输出不平衡。由此产生的不对称性在转换器的输入端产生偶阶畸变，从而导致数字信号中的二阶谐波畸变。

为了说明这一点，图3显示了当2 v p-p正弦输入施加到初级时次级电压(图3a为100 MHz，图3b为200 MHz)。每个二次输出预计产生1 v p-p正弦波。但在100 MHz时，它们的振幅偏离10.5 mV p-p，相位不平衡0.5°。在200mhz时，振幅差为38mv p-p，即1.9%。

改善这种情况的一种方法是将第二个变压器与第一个变压器级联使用，以提供额外的隔离并减少不平衡的电容馈通(图4)。

使用这种方案，应用于转换器的差分电压不太可能彼此偏离，特别是在高频时，这是最重要的。图5说明了这一点:第一个变压器的次级寄生耦合电容C1和C2的差异减小了。级联的第二个变压器可以重新分配丢失的铁芯电流，并为第二个变压器的初级变压器提供更相等的信号。这种配置中的两个级联变压器为高频提供了更好的平衡解决方案。

通过模拟可以在图6中看到性能优势。在图6a中，当输入为100 MHz时，偏差降至0.25 mV p-p，即0.013%的相位不平衡。在200mhz时(图6b)，变压器的二次输出之间只有0.88 mV的p-p差，即0.044%。这是一个很大的改进，通过添加一个额外的组件来实现。

另一种方法是使用双平衡型变压器配置。平衡(平衡-不平衡)的作用类似于传输线，通常比前面讨论的标准磁通型变压器具有更大的带宽。它们可以在初级和次级之间提供良好的隔离，损耗相对较低。然而，它们需要更多的功率来驱动，因为从初级到次级的输入阻抗减半。图7a显示了用于实现宽通带的通用实现。在图7b中，平衡型变压器对不平衡进行了预补偿。

响应峰值

图8a显示了典型的变压器频率响应，本质上是带宽超过100mhz的宽带滤波器的频率响应。通过在通带内的增益达到峰值并在通带外提供更陡的滚降，与变压器初级线串联的电感可以用来改变变压器的带宽响应(图8b)。电感器的作用是在传递函数中增加一个零点和一个极点。

图9显示了图2的串联电感电路。电感的值取决于所需的峰值和带宽。然而，设计师应该注意，在响应平坦度和相位响应良好是重要标准的情况下，这种峰值可能是不希望出现的。

开关电容adc

到目前为止，我们只讨论了具有已知输入阻抗的adc的接口，以AD6645-80为例。但是具有开关电容接口的ADC呢?开关电容adc没有内部缓冲器，因此用户直接与内部采样电路连接，该电路的阻抗随输入频率变化很大。在图10中，A/D转换器是带有10mhz输入的AD9236-80。在轨道(采样)模式下，输入看起来像一个与1.9 pF电容并联的4,135欧姆差分阻抗。但是保持模式看起来会有所不同。应用说明AN-742提供了获取这些输入阻抗值的良好信息。许多开关电容ADC值可以在Devices网站上的ADC产品页面以电子表格形式下载，给出0.3 MHz到1 GHz的跟踪保持值。

200-nH系列电感旨在抵消从ADC输入反射回来的输入电容的电抗，使输入看起来尽可能具有电阻性，以便在感兴趣的频带内实现良好的50欧姆端接。请注意，可以使用其他电感值来设置所需的带宽和增益平坦度，如图8b所示。

对于这里讨论的所有示例，都使用了1:1的匝比(阻抗比)。因此，变压器提供的标称电压增益为0 dB。这是最容易配置的变压器类型，因为变压器的寄生特性相对容易理解和补偿。然而，当输入信号较低时，某些应用可能需要固有的电压增益。使用1:2或1:4的匝比(阻抗比为4或16)，变压器分别提供6 dB或12 dB的电压增益。

这里的好处是，与放大器不同，变压器基本上不会产生噪声。然而，1:2或1:4变压器中的寄生很难补偿，特别是在很宽的频率范围内。例如，当匝数比为1:2时，电容项增加四倍，而电感和电阻项减少到原来的四分之一。对于1:4的旋转比，相同的项会上升或下降16倍。当与开关电容输入ADC连接时，挑战更加困难，因为电容项既大又随频率变化。考虑到这些困难，进行此类设计的最佳方法是在给定频带内对感兴趣的中心频率进行优化。

结论

经验丰富的设计师会注意到，我们的讨论主要集中在理想的电路关系上，虽然暗示了匝比和寄生问题，以及一些处理它们的建筑设计方法，但我们只触及了表面。那么在处理新设计时应该做些什么呢?设计人员需要尽可能多地了解为设计选择的与ADC相关的变压器。在任何前端设计中做到这一点的最佳方法是研究在感兴趣的频率上起作用的寄生。适当的设计和分析包括使用网络分析器。它将展示前端设计在给定频率范围内对阻抗、驻波比、插入损耗和差分相位失配的影响，从而提供有关ADC在变压器耦合应用中如何工作的许多关键信息。

参考电路

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致谢

作者要感谢Itisha Tyagi和Ramya Ramachandran在实验室收集数据方面的帮助。作者还要感谢Jim Hand和Brad Brannon在撰写本文时提供的技术专长和指导。