现代电子系统通常具有复杂的电源电压跟踪和排序要求。忽略这些要求可能会导致设备立即损坏，或者更糟的是，在现场过早失效。

电压跟踪要求通常规定两个电源之间的电压差不得超过一定的限制。这个约束在任何时候都适用:在上电、下电和稳定状态操作期间。

相反，电源顺序要求指定电源上电和下电的顺序。

图1显示了各种跟踪和排序场景。

跟踪或排序不当的后果往往是对系统中设备造成无法弥补的损害。fgpa、pld、dsp和微处理器通常在核心和I/O电源之间放置二极管，作为ESD保护的一个组成部分。如果电源不符合跟踪要求，使保护二极管正向偏置，则可能损坏设备。

正向偏置内部二极管，无论是保护二极管还是CMOS工艺固有的其他二极管，都可能触发锁存破坏器件。在其他情况下，当I/O供应在核心供应之前上升时，核心中未定义的逻辑状态可能导致I/O电路中的电流过大。即使系统的单个组件不需要电源跟踪或排序，整个系统也可能需要电源排序才能正常运行。例如，系统时钟可能需要在逻辑块通电之前启动。

一个简单而通用的解决方案

LTC2923为电源跟踪和排序提供了一个简单而通用的解决方案，没有串联mosfet的缺点。

通过选择几个电阻，电源配置为各种电压曲线的升压和降压。跟踪需求可以规定电源电压在上升和下降期间是相等的(图1a)，或者电源必须在它们之间的固定电压偏移量下上升和下降(图1b)，或者它们必须呈比例上升和下降(图1c)。或者，可能需要供应测序，这也可以由LTC2923处理(图1d)。

许多电压跟踪解决方案使用串联mosfet，这具有固有的电压降，额外的功耗和额外的PC板空间的问题。

相反，LTC2923通过向反馈节点注入电流来控制电源，从而避免了串联MOSFET解决方案固有的通元损耗。此外，电源稳定性和瞬态响应不受影响，因为来自LTC2923的注入电流抵消了输出电压，而不会改变电源控制环的动态。

LTC2923的电源跟踪非常简单。它控制两个跟踪主信号的从电源。一对电阻配置每个从电源相对于主信号的行为。电阻器的选择可以使从电源精确地跟踪主信号或具有不同的斜坡速率、电压偏移、时间延迟或这些的组合。

可选的串联场效应管支持第三电源或任何不允许直接访问其反馈电阻的电源，如模块电源，如图2所示。当使用可选的串联场效应管时，其输出作为主信号。如果不使用串联场效应管，则通过将GATE和RAMP引脚的电容绑到地来产生主信号，如图3所示。

跟踪和/或排序电源是简单的1,2,3

图1中显示的任何配置文件都可以通过使用以下简单的设计过程来实现。图2显示了一个基本的三电源应用电路。

1. 设置主信号的斜坡速率。
   根据主电源s (M)的期望斜坡速率(V/s)，求解GATE引脚上电容C(GATE)的值。
   

   
   

   如果外部场效应管具有与C(gate)相当的栅极电容，则应减小外部电容的值以补偿场效应管的栅极电容。
   如果不使用外部场效应管，将GATE和RAMP引脚绑在一起。

2. 假设没有延迟，求解提供从电源所需斜坡速率的一对电阻。
   为从属供应选择一个渐变速率S(S)。如果从电源上升与主电源一致或有固定的电压偏移，那么斜坡速率等于主电源的斜坡速率。一定要使用一个足够快的斜坡速率为奴隶供应，使它将完成斜坡之前，主供应已达到其最终供应值。如果不是，从供应将保持低于预期的调节值由主供应。使用以下公式确定所需斜坡速率的电阻值，其中R(FB)和R(FA)是从电源中的反馈电阻，V(FB)是从电源的反馈参考电压:
   

   
   

   
   

   请注意，从匝道速率与主匝道速率的大比率S(S)/S(M)可能导致R(TA) +为负值。如果在步骤3中使用足够大的延迟，则R(TA)将为正，否则必须减小S(S)/S(M)。

3. 选择“R(TA)”可获得所需的延迟。
   如果不需要延迟，例如在重合和比率跟踪中，则简单地设R(TA) = R(TA)。如果需要延迟，如在偏移跟踪和电源排序中，计算R(TA) * *以确定R(TA)的值，其中t(D)是以秒为单位的期望延迟。
   

   
   

   
   

   R(TA)和R(TA)的平行组合
   如步骤2所述，较小的延迟和较大的从斜坡速率与主斜坡速率之比(通常只在排序中出现)可能导致R(TA)为负值的解。在这种情况下，要么必须增加延迟，要么必须降低从匝道速率与主匝道速率的比率。

如何一个简单的细胞轨道和序列供应

LTC2923的操作基于图4所示的简单跟踪单元。该单元将TRACK引脚伺服到0.8V，并在FB引脚处反射该引脚提供的电流。从主信号到TRACK引脚连接一个电阻分压器，配置FB引脚的电流作为主信号的函数。通过选择适当的电阻值R(TA)和R(TB)，可以生成图1中所示的任意配置文件。

LTC2923的数据手册概述了一个简单的三步程序，用于为图1所示的每个电源行为选择电阻值。该过程在数据表中有描述，并在侧栏中重印。本节的其余部分将对LTC2923的操作进行更深入的分析。

检查图5所示的原理图，并假设DC/DC转换器的反馈电压为0.8V。

现在，考虑V(MASTER) = 0V的情况。这里，来自TRACK引脚的电流流过R(TA)和R(TB)，它们都是接地的。跟踪单元在FB引脚处反映了同样的电流。因为R(TA) = R(FA)， R(TB) = R(FB)，所以在DC/DC变换器的反馈节点强制0.8V。这导致输出电压V(SLAVE)为0V。任何大于0V的DC/DC变换器输出电压都会导致大于0.8V的反馈电压，导致变换器将其输出推向0V。因此，当R(TA) = R(FA)和R(TB) = R(FB)时，当V(MASTER) = 0V时，V(SLAVE) = 0V。

现在，考虑图6中的情况，其中V(MASTER) = 2.5V, DC/DC转换器的标称输出电压。在没有LTC2923的情况下，DC/DC变换器的反馈网络在其反馈节点驱动0.8V，同时产生2.5V的输出电压。由于R(TA) = R(FA)和R(TB) = R(FB)，所以当V(MASTER) = 2.5V时，由R(TA)和R(TB)组成的电阻分压器在TRACK引脚施加0.8V，而不需要跟踪单元提供任何电流。由于跟踪单元只输出电流，当V(MASTER)≥2.5V时，TRACK引脚没有电流流出。因此，当V(MASTER)高于2.5V时，DC/DC转换器就像不存在跟踪单元一样工作。

V(MASTER)和V(SLAVE)之间的关系在0V和2.5V之间呈线性关系，因此DC/DC转换器在0V和2.5V时的输出等于V(MASTER)，这意味着V(MASTER)和V(SLAVE)在两者之间的所有点上都相等。DC/DC转换器的输出精确跟踪V(MASTER)，直到V(MASTER)上升到2.5V以上。当V(MASTER)大于2.5V时，没有电流从FB引脚流出，跟踪单元有效地从电路中移除。

在这个例子中，R(TA) = R(FA)和R(TB) = R(FB)并不是一个幸运的巧合。对于反馈电压为0.8V的DC/DC变换器，将跟踪电阻R(TA)和R(TB)设置为与反馈电阻R(FA)和R(FB)相等，可以使电源精确地一起跟踪。当反馈电压不等于0.8V时，只需要调整R(TA)，结果将在下面讨论。

R(TB)配置匝道速率

当R(TA)≠R(FA)和/或R(TB)≠R(FB)时，LTC2923真正显示出灵活性。首先考虑R(TB)值的影响。

R(TB)配置从电源的斜坡速率。更准确地说，R(TB)配置从电源相对于主电源的增益，并最终决定斜坡速率。继续图5中的示例，只要跟踪单元将track引脚调节为0.8V(对于V(MASTER) &lt是正确的);2.5V)，通过R(TA)的电流固定为0.8/R(TA)。因此，V(MASTER)处响应电压变化的电流变化完全由R(TB)决定，如图7所示。因为电阻R(TB)的一端固定在0.8V，所以来自TRACK引脚的电流变化等于

这种电流变化反映在FB引脚上。由于DC/DC变换器将其反馈节点调节为0.8V，因此R(FA)上的电压固定为0.8V，因此通过R(FA)的电流也固定。FB引脚电流的任何变化都会导致R(FB)上电流的相等变化。如果R(TB) = R(FB)，则V(MASTER)电压的任何变化都会导致DC/DC转换器输出V(SLAVE)电压的相等变化。如果R(FB)相对于R(TB)增加，则V(SLAVE)处的电压变化大于V(MASTER)处的电压变化。DC/DC变换器输出端的电压变化为:

这可以解释为主信号和输出电压之间的增益R(FB)/R(TB)。

因为连接到GATE引脚的外部电容将主电源的斜坡速率编程为:

奴隶供给的斜坡率为:

R(TA)变换器V(REF)校正量

如上所述，当DC/DC变换器的反馈电压不等于0.8V时，调整R(TA)。例如，如果DC/DC变换器的反馈电压为1.2V，则来自FB引脚的电流I(FB)需要将变换器的输出保持在0V

R(TB) = R(FB)仍然将V(MASTER)和V(TRACK)之间的增益设置为1V/V。如果V(MASTER)处于0V，那么I(TRACK)刚好保持V(SLAVE)处于0V

求解R(TA)可以得到补偿1.2V反馈电压而不是0.8V反馈电压的精确R(TA)值。

R(TA)的这个值，即使V(SLAVE)无延迟地跟踪V(MASTER)的值，在三步设计过程中表示为R(TA)。

R(TA)配置偏移量

R(TA)不仅补偿DC/DC转换器的反馈电压，它还有更广泛的用途。它在V(MASTER)和V(SLAVE)之间配置一个偏移电压。

为了证明这一点，假设R(TA)被简化为62k欧姆，使得R(TA) <R(FA)，如图8所示。这将创建如图9所示的电压曲线。与前面的例子相比，当V(MASTER)在地时，更多的电流从TRACK引脚流出。DC/DC转换器的输出保持在地，直到V(MASTER)上升到足够高以将来自TRACK引脚的电流降低到刚好保持V(SLAVE)在0V的水平:

当V(SLAVE)从0V上升到2.5V时，V(SLAVE)和V(MASTER)之间的增益仍然由R(FB)/R(TB)决定，并且R(TA)上的电压仍然是0.8V，因此斜坡速率不随R(TA)变化。然而，在本例中，直到V(MASTER)达到0.5V, V(SLAVE)才上升到0V以上。

在三步设计过程中，从电源被R(TA)′抵消，R(TA)′是与R(TA)′并联的电阻的值，以产生所需的偏移量。

R(TA)配置延迟

另外，由R(TA)产生的电压偏移可以解释为电源之间的时间延迟。在上面的例子中，V(SLAVE)保持在地面，直到V(MASTER)上升到0.5V以上。由于斜坡速率为1000V/s，并且V(SLAVE)比V(MASTER)低0.5V，因此这也可以解释为时间延迟

这种表示在实现供应排序时很有帮助。为了排序供应，从供应以比主信号更快的速度上升，并且每个供应都被延迟。

通过选择适当的爬坡速率和时间延迟，每个供应在下一个供应爬坡之前完全通电。为了找到一个可接受的解决方案，可能需要进行多次迭代，因为较小的延迟与较大的从斜坡速率与主斜坡速率之比可能会导致R(TA)的负值。此外，R(TA)和R(TB)的选定值必须不需要TRACK引脚超过1mA。

在三步设计过程中，该延迟是通过R(TA) '实现的，R(TA) '是与R(TA) '平行放置的电阻值，以产生所需的延迟。

例子

现在考虑变化的R(TA)和R(TB)如何产生图1中的每个电压跟踪曲线。图2中的原理图使用LTC1876双同步降压转换器从3.3V输入产生2.5V和1.8V电源。连接到反馈节点的LTC2923控制这些电源的升压和降压行为。在下面的示例中，遵循侧栏中概述的3步设计过程。

外部Si2306 MOSFET控制3.3V电源的行为，其斜坡速率由GATE引脚上的电容决定。在3步设计程序的第1步之后，如果期望斜率S(M)为1000V/ S，则公式(1)得到:

如果斜坡速率精度是至关重要的，那么外部MOSFET的栅极电容应该从C(gate)电容的值中减去。如果没有使用MOSFET，将GATE和RAMP引脚绑在一起，并在这些引脚和地之间连接C(GATE)电容。

同步跟踪

考虑如图1a所示的一致跟踪。从上面的讨论中我们知道，如果开关电源的反馈电压为0.8V，就像LTC1876上一样，那么可以通过设置跟踪电阻等于反馈电阻来配置同步跟踪。在这种情况下，

按照三步设计程序中的第二步来验证这个结论。由式(2)可知:

由式(3)得:

如上所述，在三步设计过程中，R(TA) +表示不产生延迟或偏移的R(TA)值。由于不需要延迟，R(TA1) = R(TA1)和R(TA2) = R(TA2)，不需要设计过程的第3步。

比率计跟踪

现在考虑如图1b所示的比率跟踪。设置从匝道速率S(S1)和S(S2):

将升压速率S(S1)和S(S2)调至800V/ S和600V/ S，以便在升压完成后，3.3V电源电压不会保持2.5V或1.8V电源低。

求解设计程序步骤2中的式(3):

这符合直观的期望，即R(TB1)和R(TB2)应该小于R(FB1)和R(FB2)，因为我们希望主电源和从电源之间的增益小于1V/V。(记住增益是R(FB)/R(TB)。)

为了完成第二步，我们还必须用式(3)求解R(TA1)和R(TA2)。

由于不需要延迟，R(TA1) = R(TA1)和R(TA2) = R(TA2)，步骤3不需要。

抵消跟踪

在本例中，2.5V电源在3.3V下上升0.5V, 1.8V电源在3.3V下上升1V，如图1c所示。在偏移跟踪中，斜坡速率是相等的，所以主从电源之间的增益是1V/V。在同步跟踪示例的第1步中:

请记住，R(TA)用于配置偏移量。我们凭直觉知道R(TA1)和R(TA2)应该小于重合跟踪示例中的R(TA1)，以便在从输出中产生偏移。我们已经发现了

在上面的同步跟踪示例中。现在，我们可以使用设计过程的第3步来求解R(TA1)和R(TA2)，将电压偏移转换为时间延迟。

由式(4)可知:

记住，R(TA)′是与R(TA)′平行放置以产生所需偏移量的电阻器的值。因此，由式(5)可得R(TA1)和R(TA2):

供应测序

为了产生如图1d所示的电压曲线，电源排序应用要求从端具有相对于主端的快速斜坡速率和时间延迟。首先，使用设计程序第1步中的公式将主信号斜坡速率降低到100V/s，结果如下:

在式(2)中设置从匝道速率为500V/s，得到R(TB1)和R(TB2:)

直观地说，R(FB)/R(TB)应该比前面的例子大5倍，因为从主信号到从电源的增益现在大5倍。

利用式(3)求解R(TA1)′和R(TA2)′，完成步骤2。

步骤3调整R(TA1)和R(TA2)，以获得两个电源之间所需的延迟。在这种情况下，2.5V电源相对于主信号的延迟为20ms, 1.8V电源的延迟为10ms。

请注意，并非所有斜坡速率和延迟的组合都是可能的。较小的延迟和较大的从斜坡速率与主斜坡速率之比可能导致需要负电阻的解决方案。在这种情况下，要么必须增加延迟，要么必须降低从匝道速率与主匝道速率的比率。此外，所选的电阻值不应需要超过1mA从TRACK和FB引脚流出。因此，确认当V(MASTER)为0V时，从TRACK流出的电流小于1mA。

结论

LTC2923简化了电源跟踪和排序，同时在更小的区域内提供比竞争解决方案更优越的性能。一些电阻器可以配置简单或复杂的电源行为。在大多数情况下，消除串联MOSFET及其寄生压降和功耗，但对于那些需要串联MOSFET的设计，提供一个支持。LTC2923在一个微小的MS10或12引脚DFN封装中提供了所有这些功能。