一般的描述

该电源的输出是隔离的3.3V/10A输出，由36-72V直流输入产生。在较高的环境温度下需要气流来获得全部额定功率。

所使用的拓扑结构是单晶体管正向，变压器上有复位绕组以复位铁芯。最大占空比小于50%。本设计采用MAX5052A PWM控制器。

电源规格

• 输入-36V ~ -72V DC

• 产出3.3 v

• 满载电流10A

• 最小负载0A

• 负载和线路调节±1%

• 隔离电压1500 VDC

• 过电压保护

• 过电流保护

• 远程开/关(有效高位)

• 热关机

• 输入反电压保护

• 满载时效率为85%

下面将讨论该电源的一些特性

由Q6、R12、R13、R30和D10组成的电路保护电源的输入不受反向电压的影响。当输入电压极性正确时，Q6的本体二极管正向偏置。出现在D10上的齐纳电压完全导通Q6，电流现在流过MOSFET Q6，从而限制了耗散。当电压反转时，MOSFET Q6关闭，大部分反向电压现在出现在MOSFET Q6上，并且从输入端提取的电流很少。

初级控制，偏压，驱动和短路保护

MAX5052A PWM控制器具有隔离电源设计所需的所有必要控制电路。欠压锁定使驱动器失效，直到UVLO引脚1上的电压高于1.23V。UVLO引脚在34V时启用，在32.6V时关闭。这保证了电源是在36V直流。

来自光耦合器的反馈电压出现在R14和R15的交界处。电阻R17、R16和C14构成初级电路上的补偿元件。电流检测电压出现在电阻R21上。电阻R20和C15在导通时滤出电流尖峰电压，所得电压馈送到MAX5052A控制器上的CS引脚。由于占空比小于50%，所以不需要斜率补偿。转换器的启动是通过电阻R4和C1实现的。

电容C1通过R4充电至21.6V，当UVLO引脚使能时，PWM控制器栅极驱动器开启。数字软启动将脉冲宽度缓慢地增加到所需的脉冲宽度。通过引脚3和10的变压器绕组电压被整流，并且平均整流电压将出现在C1上。电感L1用于平均目的，其尺寸必须使电感在高线处连续。这种平均电路使电源在短路时进入打嗝模式。由于C1上的平均输出电压等于输出电压乘以初级偏置绕组与次级功率绕组的匝数比，因此C1上的电压与输出电压成正比。现在，当输出进入限流状态时，输出电压下降，导致初级偏置电压下降。随着输出越来越深地进入限流，偏置电压将进一步下降，直到降至9.74伏以下，即自举UVLO下限阈值。这将导致电源关闭。电源将保持关闭状态，直到引导电容器C1充电到21.6V，循环将重新开始。这将限制输出上的总体RMS短路电流。驱动电压出现在NDRV引脚上，这打开和关闭MOSFET Q3。复位绕组由引脚12至1的初级绕组组成，其匝数与变压器引脚2至11的初级电源绕组匝数相同。

二次同步整流和输出级

隔离的次级电压出现在电力变压器T1的次级绕组上，在引脚5、6和引脚7、8之间。N沟道MOSFET的Q1和Q5构成整流MOSFET。Q1是前级MOSFET, Q5是自由行MOSFET。当引脚7和8上的变压器电压相对于引脚5和6为正时，Q1携带电流。

很容易从引脚7和8推导出Q1的驱动电压。如果MOSFET Q1未导通，则当主FET Q3导通时，Q1的主体二极管将导通。当输入从36到72V变化时，引脚7和8上的电压将从9V到18V变化。这足以开启Q1，由于Q1上的最大Vgs额定值为20V，我们可以通过电阻R1直接在Q1门上的引脚7和8上施加电压。当引脚7上的电压为正时，这将打开MOSFET Q1。

当MOSFET Q3关断时，引脚7上的电压下降。当电压降至低于Q1的阈值电压时，将关闭Q1。二极管D3将加速Q1的关断。与Q1相比，Q5上的栅极驱动波形更难获得。Q5的门应该在Q3或Q1关断后才打开。同样重要的是，Q5在打开Q3之前被关闭，以避免变压器二次绕组短路。

同样重要的是，在二次绕组电压为零的间隔部分，Q5保持在上，以最大限度地提高效率。这要求Q5的控制信号从主电路获得，并通过单独的隔离变压器T2发送。

T2是一个单独的栅极驱动变压器，用于获得Q5的驱动信号。当FET Q8导通时，变压器二次绕组上的电压变为正值。Q8由U2上的NDRV引脚驱动。由于Q8是一个非常小的场效应管，具有非常低的栅极电荷，在MOSFET Q3打开之前，T2次级端的电压将变得正，其栅极电荷比Q8高得多，栅极阈值电压也更高。这将导致正电压出现在MAX5048B SOT23驱动器的IN引脚上，导致关闭MOSFET Q5。

这样我们就在Q3开启之前完成了Q5的关闭。当Q3被NDRV引脚关闭时，U1上的In引脚变低并打开Q5。因此，我们得到了Q5合适的栅极驱动电压波形。由Q2、D6、R3和C5组成的稳压器获得U1的可调节偏置电压。C3上的电压将从9到18V变化，而C5上的电压大约调节在9.5伏。这个电压为Q5提供了合适的栅极驱动电压，也降低了Q5栅极电荷通断电路的耗散。一个3A 30V肖特基二极管D4直接穿过漏极连接到Q5的源极，以便在MOSFET Q5关断时通过携带大部分电流来降低Q5本体二极管的反向恢复。

电感L2和电容C7、C10和C4组成输出低通滤波器。C7的ESR小于5毫欧。高频电容器C9将由初级到次级绕组电容引起的所有高频电流返回初级绕组，并降低由于这些电流而出现在输出上的噪声。

二次边缘，调节，OVP和主要远程开关电路

U3是MAX9001，一个比较器，一个运算放大器和一个参考在节省空间的uMAX封装。1.23V基准构成电压控制回路的基准。工业标准的微调功能是通过参考，R25, R27和电容器C17的组合来实现的。

连接到R27的修剪引脚上的电阻分压器用于上下修剪电压。当修剪引脚打开时，输出电压将调节在3.3伏。如果修剪引脚短到RTN，那么输出电压将试图调节在1.65伏。这与行业标准装饰设置一致。通过控制光耦合器的LED电流由通过电阻R24的电流控制。LED误差电流由

Id (s) =输出电压(s) (1 + sC16R22) / sC16R22R24。

其中Id为LED误差电流，Vout为误差输出电压。

U3的比较器部分与U4、R28、R29和R26在次级电路上构成OVP电路。TL431为OVP检测电路提供2.5V参考电压。分压器R28和R29构成OVP输出电压的检测电路。

当R29上的电压超过2.5伏时，光耦U6导通。这将导致双比较器U5 (MAX9053)的OUTB引脚变高。D15和R32将使其保持高位锁存并保持Q7打开并关闭Q3的驱动器，导致电源关闭。

U5中双比较器和参考的主要偏置是通过C23获得的。电阻R34、R35和齐纳二极管D16为U5的Vcc引脚提供3.8V的电压。如果将输入电压加到电源的输入端，则该电压始终存在。由于双比较器的电流非常小，我们可以并联使用两个42K电阻为U5提供电压。

远程开/关引脚连接到C18，当它处于打开状态时，远程开/关在on台上。比较器A输出高，只要输入电压在欠压点以上且电源不处于OVP状态，则打开电源。当远程开/关引脚低于2.5伏时，比较器A的输出变低。这将拉下U2的UVLO引脚并导致它关闭电源。同时，OVP锁存器将复位，因为OVP光耦合器U6的发射器将被拉低。

如果U8上的引脚5变低，则发生热关闭。U8是一个热传感器(MAX6501UKP105)，在引脚5上有一个漏极输出引脚，当温度超过105摄氏度时，该引脚会变低。一旦电源因热关闭或OVP而关闭，它必须通过循环输入电源或循环远程开/关引脚来回收。

在-48V和满载时打开

通道2是每路10V的输入电压

通道1是每分路0.5V的输出电压

在-48V和空载时打开

通道1是每分路0.5V的输出电压

请注意，在无负载时，接通时没有超调。这是由于MAX5052A的数字软启动功能

以72V导通，输入电压反转

通道1是每路20V的输入电压

通道2是每分路0.1A的输入电流

在按适当的方向重新施加电压后，该装置工作良好

7.5A ~ 5A ~ 7.5A瞬态响应(额定负载的75% ~ 50% ~ 75%)

通道1是每分路0.1V的输出电压

通道2是每个分路2A的输出电流

在48V输入下进行测试

负载增加25%的超调为80mv，负载减少25%的过调为80mv。恢复时间为100微秒。

72V输入短路电流

通道1输出每分路10A的短路电流

72V时的峰值短路电流为30A。RMS电流为10.8A，当短路被移除后，设备恢复到满额定负载。

20mhz带宽(36V输入)时的峰对峰纹波噪声

第一频道是每隔20毫伏

在36V输入和满载时的峰对峰纹波为35.6 mv。

48V输入时的峰对峰纹波(20mhz带宽)

第一频道是每隔20毫伏

在48V输入和满额定负载下的峰值纹波为40.4mv。

72V输入时的峰对峰纹波(20mhz带宽)

第一频道是每隔20毫伏

在72V输入和满额定负载下的峰值纹波为46mv。

注意:峰对峰纹波是用dc-dc模块的标准测量技术测量的。这涉及到在输出端与10uf, 100 毫欧 esr钽电容并联添加1uF陶瓷电容，并直接通过1uF陶瓷电容测量噪声。

在生产单元中，纹波和噪声肯定会得到改善，因为生产单元将使用20盎司铜。在评估PCB中，我们在电路板上使用了1oz铜，这在输出电容的输出连接上造成了额外的ESR。减小ESR后，纹波和噪声将得到改善。同样，在新的布局中，我们将输出电容(C7和C20)直接放置在输出端子上。

控制回路测量:由于该装置采用电流模式控制，并使用同步整流器，输出扼流圈始终是连续的。控制回路的测量结果表明，交叉频率为8.912 Khz，相位裕度为59度。