电压跟踪要求

微处理器的输入/输出(I/O)和核心电压在上电和下电时不能偏离制造商的规格，这一点很重要。一个典型的现代微处理器的I/O部分通常工作在3.3V或2.5V，而核心可能工作在1.8V, 1.5V或1.3V。典型的要求是，在上电/下电期间，内核和I/O电压之间的差异不能超过一个指定的小数值，并且在上电或下电期间，电压超出容差的时间不能超过几十毫秒。例如，PowerPC 的指导方针在上/下电时对超容差I/O和核心电压设置了20ms限制，对核心电压设置了±50mV规格。顺便提一下，后一种规格建议在1.8V时优于±2.8%的电源精度(包括任何串联跟踪电路电压降)。

电压跟踪方法

有几种方法可以满足上/下电跟踪要求:肖特基二极管矩阵电路、多通道串联跟踪电路和并联跟踪电路。串联跟踪表现为串联电压/功率损耗，二极管矩阵需要复杂的二极管选择，二极管在短路情况下可能会熔断，而并联跟踪则没有这些缺点。MAX5039和MAX5040并联跟踪控制器不仅消除了串联电压/功率损耗，而且最大限度地减少了跟踪电路元件数量，从而实现了成本最低的解决方案。只需要一个MOSFET(每个核心电压)来影响I/O和核心电压的跟踪，并且该MOSFET在上电/下电期间仅活动几毫秒。

基本电路描述

基本的双并联电压跟踪控制器电路图1系统中的每个核心电压采用单个MAX5039跟踪控制器和单个NMOS器件。控制每个NMOS在上/下电期间将I/O和CORE-电压线(V(I/O)和V(CORE))连接在一起。每个控制器和MOSFET仅在上/下功率跟踪阶段短暂地充当串联稳压器，因此功耗最小，每个功率周期仅发生几毫秒。正常工作时，串联电路无压降、无功耗。

图1所示。基本的双电压跟踪控制。

当V(I/O)出现在V(CORE)之前时，V(CORE)来自较高的V(I/O)电压，控制器和MOSFET作为串联稳压器工作。当V(CORE)出现在V(I/O)之前时，V(I/O)连接到V(CORE)电压，控制器和MOSFET作为串联开关工作。V(I/O)电源最好在V(CORE)电源之前出现，但这不是必需的(取决于电源特性)。

详细的电路

一个完整的单通道电压跟踪电路与所有选项出现在图2。该电路包含功能齐全的MAX5040，提供电源ok或POK输出。当电压在I/O SENSE时，开漏POK输出被释放到高电平& lt;1.230V，跟踪阶段完成。

各部件功能如下:

• MAX5040 -跟踪控制器
  

• Q1, NMOS -分流开关或调节器
  

• C1, C2 &R3 -调节器控制回路补偿
  

• R1和R2 -反馈电压控制衰减器设置V(CORE)跟踪电压
  

• R9机型,C3 -反馈引线网络
  

• R5/R6 -功率ok感测设定值衰减器
  

• D1和CIN -能量存储允许控制器在电源关闭时继续工作
  

• R7和R8 -启动电压设定值衰减器。

图2。完整的电压跟踪电路为一个单一的核心电压。

详细的双跟踪控制电路

图2的单V(CORE)跟踪控制器扩展到多个V(CORE)系统，只需为每个需要跟踪的额外V(CORE)包括一个额外的控制器/MOSFET电路。一个完整的双跟踪电路出现在图3．

图3。双跟踪控制器电路用于两个核心电压。

请注意，仅使用一个UVLO电阻分压器。第一个控制器的/SDO\输出以菊花链的方式连接到下一个控制器的UVLO输入，该系列中最后一个控制器的/SDO\用于启用所有低压稳压器。每个R1/R2分压器根据所需的跟踪磁芯电压进行调整。如果使用MAX5040控制器，每个POK输出可以独立使用，或者如果需要，收集器或提供单个复合POK。否则，可以使用单个MAX5040，而剩余的控制器是MAX5039。

控制器开启操作

MAX5039/MAX5040跟踪控制器由V(CC)从5V控制电源供电。下面的解释假设V(I/O)使能信号在V(CORE)使能信号之前。[当两个使能信号同时出现或V(CORE)使能在V(I/O)使能之前时，需要注意差异。]

1. 当V(cc)被应用(从零开始爬坡或升压)时启动操作。指图4．
   

2. 当V(cc)达到0.9V时，IC变为活动，此时活动-低稳压器关闭线/SDO\被驱动为低电平，以确保V(I/O)和V(CORE)电源稳压器被禁用。
   

3. 当V(CC)达到2.5V时，NDRV被驱动到V(CC)，打开低阈值MOSFET，将V(I/O)和V(CORE)线连接在一起。由于/SDO\仍然处于低电平，因此供应调节器仍然关闭。
   

4. 当V(CC)达到
   4.5V(设置R7/R8欠压控制衰减器，使UVLO引脚此时达到1.230V)， /SDO\被驱动为HIGH以启用V(I/O)和V(CORE)电源稳压器。当NDRV保持在V(CC)时，V(I/O)和V(CORE)电源稳压器输出通过MOSFET保持连接在一起。
   

5. V(I/O)先于V(CORE)，并开始以由I/O稳压器特性决定的速率上升。注意:无论是V(I/O)还是V(CORE)都不能以超过6.6V/µs的速率上升。V(CORE)随着V(I/O)上升，因为两个稳压器输出线通过MOSFET连接。在此阶段，I/O稳压器输出提供I/O和CORE负载，并反向驱动CORE稳压器输出;两个电压相等。[如果V(CORE)在V(I/O)之前，V(CORE)反驱动V(I/O)电源;两个电压相等。指图5)

   
   图4。开机/关机操作，V(I/O) enable优先于V(CORE) enable。

   
   图5。启动操作，V(CORE) enable优先于V(I/O) enable。

6. 当V(CORE) (=V(I/O))达到编程的V(CORE)设定点时，NDRV根据需要从V(CC)下降到较低的值，以将V(CORE)调节在预选的设定点略低于正常值。[如果V(CORE)先于V(I/O)，则忽略设定点，V(CORE)上升到其正常调节器控制水平，V(I/O)等于V(CORE)，直到I/O调节器输出可用且V(I/O)超过V(CORE)。]此时，NDRV被驱动为LOW以关闭MOSFET，两个电压变得独立，V(I/O)上升到其正常水平，POK被释放为HIGH，控制器打开序列终止。
   

7. 控制器和MOSFET作为串联通稳压器，直到V(CORE)可用，当V(CORE)上升到其正常的稳压器控制水平时，NDRV被驱动为LOW以关闭MOSFET，两个电压变得独立，V(I/O)上升到其正常水平，控制器导通序列终止。
   

8. 如果打开序列被延迟，因为V(I/O)或V(CORE)在/SDO\释放后的内部定时15ms内没有出现，/SDO\将被驱动为LOW以终止打开序列。此故障条件被锁定以防止自动重新启动尝试。

控制器关断操作

正常工作时，控制器持续监测CORE、I/O和CORE_FB电压。如果V(CORE)下降到R1/R2设定的核心调节电压(可能是由于意外的大电流负载或短路)，NDRV将被高电平驱动，重新维持调节模式。参见图4。

如果这种情况持续超过10-20ms故障时间，或者如果UVLO引脚上的电压降至其阈值电压以下，/SDO\将被驱动为LOW以开始关闭操作。

1. V(UVLO)低于UVLO阈值，或故障持续时间超过10 ~ 20ms。
   

2. /SDO\被驱动为LOW以禁用V(I/O)和V(CORE)电源。
   

3. V(CORE)和地之间的内部20W MOSFET放流器打开以释放输出负载。
   

4. V(CORE)开始下降。
   

5. 当V(I/O)仍然高于V(CORE)时，V(CORE)下降到V(CORE)设定点，只要V(I/O)仍然大于V(CORE)， NDRV就会根据需要被驱动到一个中间点来调节设定点上的V(CORE)。
   

6. V(I/O)下降到V(CORE)， NDRV被驱动到V(CC)，打开MOSFET使V(I/O)和V(CORE)线一起短路。注:重要的是，在断电阶段，Vcc保持在其工作范围内，以便控制器可以继续控制NDRV，直到负载放电([1])。

选择磁芯电压跟踪电平

图2中反馈衰减器R1/R2设定的核心电压跟踪电平([2])V(CT)是控制器处于跟踪模式时保持V(CORE)的电压。当V(I/O)电源在V(CORE)电源之前出现时，就会出现这种情况。核心电压跟踪电平的选择是一个重要的考虑因素，主要取决于V(CORE)和V(I/O)电源精度。约束条件如下:

• V(CT)必须低于V(CORE)的公差限值;

• V(CT)必须高于V(I/O)减去V(I/O)和V(CORE)之间的允许差值。

• V(CT)不能大于V(I/O)，或者

• V(CT)必须高于最小允许V(CORE)。

我们必须事先知道V(I/O)和V(CORE)电源的限制。

作为一个例子，我们设置了以下限制:

• V(I/O)电源= 3.3V±5%，即3.135-3.465V;
  

• V(CORE)电源= 1.5V±50mV(±3.33%)，或1.45-1.55V，
  

• V(CORE)最小电压= 1.5V-10%，或1.35V
  

• V(CT)必须在1.35-1.45V范围内，包括所有设置误差。

  选择衰减器R1/R2比率，使得在跟踪阶段CORE_FB引脚上出现0.8V。我们将在示例中使用V(CT) = 1.40V。

  所有电源的铁芯电压和电压(CT)误差限值见图6。V(CT)必须保持在允许的1.35V最小V(CORE)以上和1.45V最小V(CORE)供电范围以下。

  
  图6。表示V(CT)误差限值和实现值。

  判断错误

  几个错误与设置CORE_FB的电压有关。它们是:

  1. 与CORE_FB电压进行比较的800mV基准具有±2%的温度公差。
     

  2. 电阻器本身具有容差;建议电阻公差为±0.1%。
     

  3. 电阻具有温度系数，0.1%和0.5%电阻为±25ppm/°C, 1%电阻为±100ppm。
     

  4. 电阻器的选择只能以1-2%的增量进行。
     

  5. 如果R1和R2的值很高，CORE_FB偏置电流可能会产生影响。
     

  6. 由于内控放大器的增益是有限的，因此R1/R2比的计算包含了有限放大器开环增益的影响。在选择R1/R2时可以忽略复杂的计算，并推导出误差项。

  但是，不要惊慌

  我们可以为你简化这一切并使选择R1/R2值的过程机械化。实际上，对误差的主要贡献是参考本身的±2%。因此，让我们检查每个项目，每次检查一个，看看每个项目对总误差的贡献有多大。所有与电阻值相关的误差都受到R1/R2比值的影响，因此随所选V(CT)而变化。MAX5039/MAX5040元件选择电子表格
  
  在任何允许的R1/R2比率下执行所有误差计算;它还机械化选择UVLO和I/O感测电阻衰减器(见图2)。

  许多读者可能更愿意跳过下面的部分，因为它主要是作为理解组件选择电子表格是如何机械化的辅助。

  1. 引用错误
     这是一个真正的±2%，不能再降低了。

  2. 电阻器宽容
     电阻容差误差不是一个与R1/R2比值无关的固定值，而是这个比值的函数。不建议使用±1%的电阻。使用±0.1%电阻器的成本与使用±0.1%电阻器的成本相似，因此建议使用±0.1%电阻器。在V(CT)=1.40V (
     = 0.57143)。

     
     

  3. 电阻识别
     TCR表示为±，并显示为典型的蝴蝶曲线，因此最坏的情况是当一个电阻显示为正TCR而另一个电阻显示为负TCR。事实上，相等的电阻器应该表现出几乎相同的TCR;R1和R2的值相差小于2:1。假设相似值的电阻器将跟踪到±10ppm，在-40至+85°C的温度范围内，计算出±25ppm电阻器的最坏情况TCR误差为±0.056%，V(CT)=1.40V。然而，电子表格接受±25ppm作为0.1%电阻的实际值(在1.40V温度下±0.1398%)。电阻TCR误差可按公式计算:

     
     

     TCR以百万分之一表示，但应在等式中写成十进制分数(例如;25ppm = 0.000025)。
     T是与25°C(例如;-40至+85°C产生两个值:-65°和+60°)。

     当(+)和(-)在上述商中反转时，也适用类似的值。

  4. 电阻的选择
     虽然可用的电阻值在
     增量为2%时，将R2分成两部分，可以使实际的R1/R2比接近计算值。其中一段R2a为计算值以下最接近的可用值;而另一部分，R2b，是一个非常低的值。当以这种方式处理时，如果电阻在E96序列中，选择误差通常为±0.01%，如果在E24序列中，选择误差通常为±0.05%。

  5. CORE_FB偏置电流
     选择300nA最大过温的数据表列表是为了允许较短的测试时间，并且不代表实际泄漏电流，实际泄漏电流在85℃时小于30nA。在R1 (10K)中流动的一到三十纳安(参见图7)会导致10-300µV的误差(+0.0007 ~ +0.021%的V(CT))，因此在误差计算中可以忽略。在这个计算中不可能有负误差。

     
     图7。跟踪电压控制回路。

     
     图8。参考电压测量电路。

  6. 控制放大器开环增益限制
     在这种情况下，闭环增益误差计算有些难以捉摸，因为给定的参考电压误差包括其自身的环路增益误差，这是由于在设置为单位闭环增益时在运放输出处测量的。运算放大器本身的实际开环增益通常为4000，但范围从1000到10,000([4])。MOSFET源从动器增益为比;0.99由于极高的NMOS g(fs)，所以整个环路增益几乎不变。通常，图7中电路的闭环增益计算为:

     
     

     适当的数学操作可以应用于表明，由于V(REF)测量和规范方法中使用图8其中V(REF)测量为V(R)，但建议位于V(R)0处，修正后的增益方程为:

     
     

     误差可以通过形成实际与理想的比率，减去1，乘以x100来计算百分比。上面的V(CT)方程的最终形式是1/
     当Avol =
     ，因此最小增益时的误差为:

     
     

     在V(CT)=1.40V时，实际计算的最坏情况开环增益误差为-0.00075至-0.0749%。在这个计算中不可能有正误差。

  7. 误差线性和
     在V(CT)=+1.40V时，0.1%电阻(包括300µV CORE_FB偏置误差，25ppm TCR和0.01%电阻选择误差)计算的最坏情况误差总和为-2.316/+2.257%。MAX5039/MAX5040元件选择电子表格计算包括所有可能的错误，除了CORE_FB偏置电流错误。

  电路稳定性注意事项

  图2中的C1、C2和R3元件控制跟踪稳压器放大器的稳定性，在MAX5039/MAX5040数据手册中有详细描述。建议选择反馈电阻R1为定值(通过R2的变化进行调节)。这允许C2和R3保持固定的值，而不考虑所选的V(CT)值([5])。组件选择电子表格为R1的任何选定值计算这些值。

  引线网络C3/R9提高跟踪环路速度，消除跟踪阶段的V(CT)超调和欠调。图9和10说明与领导网络的改善。请注意图9中没有引线网络的NDRV慢响应和超调以及由此产生的V(CT)超调和过调(两图的垂直刻度不同)。组件选择电子表格为R1的任何选定值计算这些值。

  
  图9。启动波形无引线网络。

  
  图10。带引线网络的启动波形。

  当引线网络就位时，电阻R4可以保持固定，而不考虑C(CC)的值。R4 = 39
  适用于C(CC)值至1500µF或更高。对于非常大的C(CC)值，可以考虑减少R4，以略微改善跟踪阶段的环路稳定性。

  出现双跟踪控制的启动和关闭波形图11,12．

  
  图11。双跟踪启动波形。

  
  图12。双跟踪关断波形。

  特别注意事项-电力系统电源配置

  单独的系统设计将有不同的电源和电源调节器/转换器配置。而一个电力系统可能有一个单一的5V电源可用来馈送系统所需的所有低压转换器，另一个电力系统可能有一个单一的3.3V电源。还有一些可能从单个多电压源获得多个I/O和CORE电压，而没有启用控制线。每个都将受益于跟踪电路配置的变化。

  我们将考虑被描述为系统A、B和C的3种基本配置，并在图中示出图13后面会描述一些变化。

  
  图13。三种基本的电源系统配置。

  如何处理跟踪控制电路的主要区别是基于转换器的关断控制信号输入的可用性和转换器本身的特性。系统a具有可用的关机控制信号输入，而系统B对于+3.3V V(I/O)没有可用的关机控制，系统C在V(I/O)或V(CORE)电源上没有可用的关机控制。

  系统B和C必须包括一个串联开关来中断和控制一个或多个电压源。前面已经提到，6.6V/µs是MAX5039/MAX5040跟踪控制器可接受的最大电压上升速率。系统处理器规格也可能限制其V(I/O)和V(CORE)电压的最大上升速率。在这种情况下，串联开关必须具有控制输出电压上升速率的能力。当跟踪控制器增加单个MAX6820电源顺序器IC和每个非使能电源的串联MOSFET时，这很容易实现。

  此外，我们需要了解DC-DC转换器使能控制的电压上升率和过射率，使能控制的极性，以及任何使能排序要求。如果转换器/稳压器的输出在启动时受到另一个电压源的反馈，或者第一个转换器无法支持包括电容充电在内的整个系统启动电流，则可能会出现使能顺序要求。在大多数情况下，在V(I/O)使能信号之后，将V(CORE)使能信号延迟_-2ms是可取的。

  使用MAX1842可以轻松构建功率转换器，以满足所需的电压上升率和超调特性，或者可以购买现成的模块化转换器。一些模块化功率转换器，如power Trends PT6600系列，可能需要串联MOSFET开关来控制电压上升率，因为显示出过高的使能控制输出电压上升率和超调。其他如DATEL LSN系列具有良好控制的电压上升速率，没有超调，但可能需要交错的使能信号以确保正确的启动操作。PT6600系列具有正逻辑使能控制，而LSN系列具有负逻辑使能控制。表1列出了一些选项。

  表1。一些模块化和组合转换器特性

  变频器类型及系列	禁用信号极性	启用所需测序	使能控制输出电压上升速率	使能控制输出电压超调
  MAX1842离散	负	建议单R/C延迟	控制	控制
  DATEL LSN系列	积极的	建议单R/C延迟	控制	控制
  Power Trends PT6600系列	负	不适用，因为	不受控制的。硬线使能ON，并控制输入电压转换率	不受控制的。硬线使能ON，并控制输入电压转换率

  a类系统配置

  A型系统可以在并联配置中运行，其中所有变流器由单个源驱动，如图14。参考的DATEL LSN系列转换器对ENABLE信号表现出友好的行为，但需要在ENABLE线中安装逆变器。它们还可能受益于核心电压转换器的延迟，以便I/O电压在核心电压之前出现。简单实用的延迟和反转电路在使能部分有详细介绍。

  
  图14。并行a型系统也说明延迟和反向使能。

  用MAX1842构建的离散转换器将在电路中工作图15使能线路上没有逆变器。

  
  图15。带离散变换器的并联a型系统。

  b类系统配置

  b型系统最好采用级联配置，如下所示图16如果调节器在使能信号上表现不佳。在级联系统中，外部+3.3V电源由MAX6820 IC控制的串联MOSFET中断;低压变换器由串联MOSFET的输出端供电。从串联mosfet栅极到地放置一个电容，以控制中断的+3.3V的上升速率。当V(IN)上升速率由串联MOSFET控制时，功率趋势PT6600转换器的使能输入连接到V(IN)线，表现良好。如果所使用的调节器在使能状态下表现良好，则非级联B型系统在图17是合适的，并且不会对3.3V系列MOSFET开关造成额外的压力。

  
  图16。级联b型系统。

  
  图17。并联b型系统。

  Type-C系统配置

  c型系统需要一系列MOSFET用于每条控制电压线，因为所有电压总是存在，并且没有ENABLE控制线可用。所有的线路都被中断，并由单个MAX6820供电顺序器IC增加，如图所示图18。从栅极到地连接的电容器控制电压斜坡速率。在+5V输入控制线的控制下，MAX5039 /SDO输出在适当的时间使MAX6820能够工作。

  
  图18。c型系统。

  使能延迟和反转电路

  MAX5039/MAX5040提供一个使能输出，标记为/SDO\，用于启用/禁用外部电源转换器或稳压器。该输出为negative-true disable或positive-true enable。它将吸收1.5mA或源1mA，因此多个max5039的输出可能不会一起被采集或输出。因此，在前面的图3中显示了使用多个max5039的系统的菊花链连接。

  人们认识到，这种类型的使能输出不适合所有调节器/转换器使能控制信号的要求。一些转换器具有正真ENABLE输入，而其他转换器具有正真DISABLE输入。有些(如Power Trends PT6600系列)需要开路集电极电流下沉的DISABLE驱动器，而其他(如DATEL LSN系列)则需要电流源DISABLE驱动器。使用MAX1842控制器芯片构建的转换器可由MAX5039 /SDO\电流下沉/源输出直接服务。

  表2列出了一些商用模块化转换器的启用/禁用要求。

  表2 ENABLE电路要求

  产品	使能信号必须	禁用信号必须	最大施加电压
  DATEL LSN系列	开或低	电源3mA @比;2.25 v	转换器输入+电压
  Power Trends PT6600系列	Open or HIGH	下沉0.5mA @& lt;0.35 v	+ 5 v
  MAX1842	高电源1µA @比;2.0 v	1µA @& lt;0.8 v	转换器输入+电压

  
  一些实用的使能/使能接口电路几乎可以满足任何要求图19。可选的延迟电路包括。第三个电路提供了一个专门用于Datel LSN系列转换器的功能，其中控制输入为正真DISABLE或负真ENABLE。使用此转换器，如果输入断开或接地，则使能该单元;输入电压不应高于电源输入电压水平。由于MAX5039/MAX5040 /SDO\输出在高输出时将产生电流，因此当转换器从+3.3V供电时，该接口最好使用接口PNP晶体管。当转换器从+5V供电时，不需要电路。电路包括R2，以确保在MAX5039未通电期间转换器DISABLE引脚被高电平驱动(禁用)。

  
  图19所示。使能信号接口电路选项，包括延迟选项。

  完整的a型电路

  a型系统电路已经在图2 &3.图20展示了一个完整的a型并联系统电路，由分立的MAX1842转换器构成。这些转换器包含内部串联和同步整流器MOS开关最小的组件计数，它们可以提供1A连续或高达2.8A峰值输出。提供2A和3A连续输出的类似器件是MAX1644和MAX1623。两个核心电压转换器上较大的软启动电容器提供了从I/O电压上升延迟的核心电压上升，因此不需要额外的延迟。

  
  图20。完整的a型系统电路采用MAX1842降压控制器ic。

  完整的b型级联和并联电路

  级联b型双跟踪系统的完整电路如图图21。输出电压上升速率由C21控制。在这种配置中，启动控制是通过V(IN)(+5V)的应用，重要的是1.5V和1.8V转换器输出在V(IN)(+5V)功率应用后10ms内达到最终值。

  
  图21。完整的级联b型系统电路。

  并联b型双跟踪系统的完整电路如图图22。+3.3V的输出电压上升速率由C21控制，+1.5V和+1.8V的输出电压上升速率由变换器本身的使能特性控制。该电路与Datel LSN系列转换器配合良好。在这种配置中，启动控制是通过V(IN)(+5V)的应用，在应用V(IN)(+5V)功率后，重要的是1.5V和1.8V转换器输出在10ms内达到最终值。

  
  图22。完整的并联b型系统电路。

  完整的c型并联电路

  一个并行c型双跟踪系统电路如图图23。三种电压的输出电压上升速率由C21控制。在这种配置中，启动控制是通过V(IN)(+5V)的应用，在应用V(IN)(+5V)电源后，所有三个处理器系统电压在10ms内达到最终值是很重要的。

  
  图23。完整的c型系统电路。

  总结

  MAX5039/MAX5040为处理器I/O和CORE电压提供了简单而经济的分流电压跟踪功能，但在可以电子禁用/启用电源的应用中不会引入串联电压/功率损耗。

  当供电电压源不能单独启用/禁用时，增加串联MOSFET开关和单个MAX6820 (SOT23)电压顺序器IC满足额外的控制要求。

  几乎任何电力系统电压跟踪需求都可以通过所提出的完全详细的电路之一或其简单变化直接满足，并且几乎任何启用/禁用接口都可以通过所提出的启用接口电路之一适当地机械化。

  元件选择电子表格简化了跟踪电路设计的过程。定制的电动汽车套件和技术援助，可在适当的时候。

  参考

  [1]这是通过在UVLO传感网络后插入一个肖特基二极管与V(CC)线串联来实现的，如图2 &3.
  [2] V(REGNOM)是数据手册中使用的术语;这里使用V(CT)是为了简洁。
  [3] E96系列为100、102、105、107系列;E24系列是100、110、120、130系列。也有E192 MIL-STD序列，即100、101、102、104序列，但并不常见。
  [4]数据表错误地建议最小开环增益为200。
  [5]如果V(CT)应该选择非常接近V(REF)的值，比如0.9-1.0V，那么人们可能希望设置R1<10k
  ．