LT1818和LT1819是低失真单运算放大器和双运算放大器，提供400MHz增益带宽产品和2500V/μs转换速率。这些部件使用±2V至±6V的电源工作，每个放大器的典型电源电流仅为9mA。

该放大器可以驱动100欧姆负载，相对于5MHz, 2V(P-P)信号具有-85dBc的低失真。在单5V电源应用中，输出振荡到0.8V，从任何一个电源轨与500欧姆负载(至2.5V)和1.0V与100欧姆负载。输出电流驱动能力通常为70mA。低失真和良好的输出驱动能力，结合6nV/√赫兹使LT1818/LT1819成为各种应用的理想选择。

LT1818和LT1819采用节省空间的封装:LT1818单运放位于SOT23-5中;LT1819双运放在8引脚MSOP中。这两个部分也可在一个易于使用的8引脚SOIC。所有部件都完全指定在±5V和单5V电源，并可在商业和工业温度等级。

表1总结了LT1818和LT1819的性能规格。

快速转换速率保留大信号的高带宽

LT1818/LT1819放大器在增益为+1和增益为-1时分别具有2500V/μs和1800V/μs的超快摆率。通过比较具有相似带宽但不同摆率的放大器的大信号动态响应，证明了高摆率的重要性。我们将LT1818与竞争对手的放大器进行了比较，该放大器具有更宽的625MHz带宽，但只有400V/μs的转换速率。图1显示了配置为反相增益(a (V) = -1)的器件的测试电路。图2a和2b显示了20MHz±4V输入脉冲的阶跃响应。LT1818的3.5ns上升/下降时间(与1800V/μs转换速率一致)很好地保留了20MHz步进。相比之下，较低摆幅率的放大器仅能勉强快到足以传输波形，将其转化为三角波。摆幅率的差异对正弦波的失真也有重要的影响。图3a和3b显示了两个放大器对50MHz, 4V(P-P)正弦波的响应。LT1818以最小的失真传输波形，但竞争对手的部分将正弦波变成三角波，这是较低摆幅率的结果。这表明，为了准确地处理现实世界的信号，摆压率通常是限制参数，而不是带宽。

图4所示的应用演示了LT1819双放大器出色的高频响应，以及如何将两个运放组合以进一步增加带宽。电路显示双LT1819运算放大器配置为两个级联增益级，共同形成增益10 (= 20dB)。第二级的反馈电容用于抵消由反馈电阻和输入电容形成的极，以减少峰值和振铃。频域响应(图5)显示了80MHz时的-3dB频率，它代表800MHz的增益带宽积，与两个400MHz放大器串联一致。图6显示了对一个小步骤的瞬态响应。3.5ns的上升/下降时间与80MHz -3dB带宽一致。图7显示，过渡到完整的6V(P-P)时，阶跃响应只是稍微慢一点，显示了高转换率的优点。

低失真ADC驱动器

图8演示了LT1818作为LTC1744 14位50Msps ADC的缓冲器的使用。放大器必须提供低噪声，低失真以及快速沉降特性，以便从ADC的采样长时间影响中快速恢复。LTC1744在2V(P-P)时的信噪比为73.5dB，意味着输入参考噪声为149μV(RMS)。6 nv /√赫兹LT1818的输入电压噪声在94MHz带宽(由51.1欧姆、18pF和ADC的C(IN)组成)上集成后，输入噪声仅为91μV(RMS)。LT1818的输入参考电流噪声的贡献取决于驱动LT1818的电路的源电阻。对于1k源电阻，1.2pA/√赫兹在相同带宽下，输入电流噪声为18μV(RMS)。两个噪声源放在一起仍然不会降低14位ADC的噪声性能。图9显示了转换器输出的4096 bin FFT。这意味着全量程信噪比为76dB，略好于ADC的典型73.5dB规格。在FFT中更常见的是78dB的SFDR。

通过使用LT1819的两个放大器将单端输入信号转换为差分信号并驱动LTC1744的两个输入，可以进一步提高电路的性能，如图10所示。差分驱动ADC的一个优点是可以降低每个输入端的信号摆幅，从而降低ADC和放大器的失真。典型的性能显示在图11的FFT中，同样由来自8192个样本的4096个箱子组成。

快速边缘生成测量转换率

2500V/μs的转换速率意味着±2V之间的转换发生在1.6ns内。为了准确地测量如此快的转换速率，有必要生成一个比被测器件更快的输入步长。许多现成的函数生成器在这方面失败了，在这种情况下，定制电路可能是必要的。例如，广泛使用的HP8110A 100MHz脉冲发生器，其最小上升/下降时间为1.8ns，无法为本测试提供足够快的刺激。老式HP8082A脉冲发生器提供1ns转换，但其输出幅度仅为5V到50欧姆，这限制了其在±5V电源上驱动放大器的灵活性。

图12中的简单电路使用了高速逆变器，如NC7SZU04。由于逆变器具有高增益，它锐化了用于驱动它的任何脉冲发生器的输入边缘。输出是交流耦合到电平移位的单电源逆变器输出，以驱动分电源偏置运放。该逆变器可以提供上升和下降时间快至0.8ns，但最大电源电压(因此最大摆幅)为5.5V，这只是LT1818/LT1819的全范围摆压率测试所需的±3V或±4V。此外，逆变器的16mA输出电流驱动排除了50欧姆终止，这限制了该电路的普遍适用性。

图13显示了一个更复杂但非常灵活和快速的解决方案。二极管桥D1-D4开关LT1210电流反馈放大器，该放大器使用±15V电源。这样，输入端不需要摆幅超过±1V，并且电流进入LT1210开关的反相节点非常快。放大器输出端的快速波形随后被交流耦合到D5-D6步进恢复二极管(SRD)中。

SRD是一种双端p-i-n结二极管，其直流特性与通常的p-n结二极管相似，但其开关特性却大不相同。SRD最显著的特征是其结阻抗对其内部电荷存储的依赖性非常突然。如果正向偏置的SRD突然反向偏置，它将首先表现为非常低的阻抗，直到存储的电荷耗尽。然后阻抗会突然增加到正常的高反向值，从而停止反向电流的流动。这种阻抗转换通常只需要几百皮秒。图13中的电路使用这个SRD属性作为脉冲锐化器，在输出端产生一个低于1纳秒的边缘。通过调节±V(2)可以设置输出波形的电压等级。图14显示了该电路产生的5V, 0.8ns输出波形。

最后，在这些测量中一个重要的考虑因素是所使用的示波器的带宽。图14中的照片是用泰克TDS820 6GHz数字化示波器拍摄的。有关慢速示波器对测量快速边缘的影响的详细描述，请参阅线性技术应用说明47。

LT1818电路设计

LT1818/LT1819的简化原理图如图15所示。两个输入都是高阻抗，将放大器分类为电压反馈拓扑。互补的NPN和PNP发射器跟随器Q1-Q8缓冲每个输入，并在内部电阻R1上呈现差分输入信号。输入共模范围通常从任意一个电源扩展到0.8V，并受到Q10/Q14的V(BE)加上Q5/Q6的V(SAT)的限制。

NPN和PNP电流镜像Q10-Q11和Q14-Q15将R1产生的电流镜像到高阻抗节点。级联器件Q9和Q13提高了反射镜的输出阻抗，提高了开环增益。

电阻R1、Q5-Q8的跨导、补偿电容C1设定放大器400MHz增益带宽积。当输出驱动容性负载时，高阻抗节点和输出之间的R(C)， C(C)网络提供额外的补偿。这使得LT1818/LT1819单位增益稳定，C(LOAD)高达20pF。当配置更高的噪声增益时，放大器可以驱动更大的容性负载，或者与负载串联一个10欧姆至50欧姆的隔离电阻。电流镜上的R(2)、C(2)网络在低于单位增益频率的频率上提供极和零。这降低了开环增益穿过0dB的频率，从而提高了放大器的相位裕度，同时在较低频率下保持较高的开环增益。

通过R1产生的电流，除以电容器C1，决定了压摆率。请注意，该电流和压摆率与输入阶跃的幅度成正比。输入阶跃等于输出阶跃除以闭环增益。因此，在最低增益配置中获得最高的转换速率。数据表上指定的2500V/μs压摆率是在非反相单位增益配置下测量的。1800V/μs生产测试的摆率是在(反相)增益为-1的情况下测量的，这相当于非反相增益为2。

通过输入电阻产生的内部电流可以远远高于静态电源电流(高达80mA)。在正常的瞬态闭环操作中，这不会出现问题，因为几纳秒后反馈将差分输入信号恢复为零。然而，持续(即开环)差分输入电压可能导致过度的功耗，因此该放大器不应用作比较器。

输出级通过提供电流增益来缓冲负载的高阻抗节点。发射极跟随器Q17-Q20提供的电流增益等于Beta(NPN) × Beta(PNP)，但通过Q24-Q26和Q21-Q23提供的动态基极电流补偿，有效电流增益大大增强。Q24测量流经Q19的输出电流的一小部分，镜像Q25-Q26将适当的电流注入Q19的基极。这种依赖于信号的升压通过减少给定输出电流所需的差分输入信号量来提高放大器的线性度。另一个优点是输出器件可以更小，对于给定的放大器速度，这需要更少的静态电流。

结论

LT1818和LT1819运算放大器的超快摆幅率和高带宽使其能够在低失真的情况下处理高频大信号。结合低噪声和适中的电源电流，这些放大器是高速通信或数据采集系统中电缆和adc的接收器，滤波器或驱动器的良好选择。