MAX1856为生成用户线路接口电路(SLIC)电源提供了低成本的解决方案。SLIC为“普通老式电话服务”(POTS)提供直流电源、振铃和监督功能，其中报警电话是先决条件，但通常没有中央振铃器。集成了振铃功能的slic已用于终端适配器(TA)、互联网协议语音(VoIP)和网络终端(NT)应用。本文档提供了在双通道和四通道POTS环路中使用典型slic的电源参考设计示例。根据服务的通道数量和环路长度，每个应用程序都有专门的需求。表1给出了三个典型应用程序的需求。

表1 参考解决方案需求指南

反激拓扑用于产生所需的负电压。在功率低于75至100瓦的情况下，与其他拓扑结构相比，反激式拓扑结构的元件数量最少，成本最低。图1展示了使用MAX1856产生振铃和通话电池电压的典型应用电路。

图1所示。双负输出电源。

反激式电源设计中两个最重要的因素是控制器和变压器的设计。这些参考设计使用专为这些应用而设计的变压器。熟悉反激式变压器设计是必要的，以便为给定应用选择正确的变压器。本应用笔记讨论了基于MAX1856控制器的电路的反激变压器设计的细节。假定熟悉反激变换器的基本操作。首先讨论了MAX1856的重要功能模块。然后将表1中的要求与MAX1856结合考虑，以确定变压器参数。三个参考应用电路作为示例来演示设计技术。总之，给出了这三种电路的效率和交叉调节数据，对本文进行了补充。

MAX1856电流模式控制器

MAX1856是一个PWM峰值电流模式控制器。MAX1856使用直接求和配置来处理输出误差信号、电流检测信号和斜率补偿斜坡。电流传感块和斜率补偿技术对应用电路有直接影响，并将在以下章节中进行更详细的讨论。

MAX1856的坡度补偿

对于斜坡补偿，MAX1856将振荡器产生的固定斜坡添加到当前斜坡上。因此，斜率补偿是频率和占空比的函数。电流斜坡信号来自外部开关电流，通过感应与外部MOSFET源串联在一起的感测电阻(图1中的R1)上的电压。稳定性要求要求增加的斜率至少等于二次电流斜率的一半。在二次流斜率之外增加附加斜率对进一步提高稳定性作用不大。对于给定的占空比和频率，增加的斜率的量是固定的。MAX1856内部斜坡补偿电路增加了一个线性斜坡，在任何给定频率的90%的开关时间内从8mV增加到50mV。8mV的偏移允许MAX1856控制器在存在轻负载的情况下达到最小占空比。斜坡补偿影响反激变压器初级电感的选择。这将在“变压器设计-初级电感L(P)”一节中更详细地讨论。”。

带消隐的MAX1856电流传感

MAX1856使用感测电阻R1检测外部开关电流(图1)。一旦R1上的电流超过85mV, PWM ON时间终止。当外部开关打开时，电流检测波形上存在一个长边尖峰。它产生于以下三个原因:

(1)当反激工作在连续导通模式(CCM)时，整流二极管的反向恢复电流。如果MOSFET在反向恢复期间导通，则二极管在MOSFET中充当短电流和大电流尖峰流。这个尖峰反映在电流感测信号中。使用超高速整流器可以减小电流的大小。变压器中较高的漏感也降低了这个尖峰的幅度。然而，增加变压器漏感不是一个可行的选择，因为这将导致在关断期间整流二极管和MOSFET上产生大的电压尖峰。此外，变压器的二次漏电感与整流二极管的寄生电容形成谐振电路。这种振铃也反映在电流检测波形中(图1中的R5和C10形成缓冲器，对这种振铃进行严重阻尼)。

(2) MOSFET漏极侧的总电容包括MOSFET漏源电容(C(ds))、寄生变压器绕组电容、缓冲二极管的结电容(C(j))和板上任何其他走线电容。在导通时，总等效电容通过MOSFET和电流检测电阻放电。

(3) MOSFET栅极工作电流也流过电流 感测电阻。

MAX1856通过消隐处理这种边缘噪声。由于问题噪声在接通后立即出现，因此MAX1856在接通后的100ns内忽略电流检测线。如图1所示，可以使用额外的外部低通滤波器(R2, C7)。该滤波器的RC时间常数不能太大，否则会使电流检测信号失真。R2的典型推荐值为100欧姆， C7的推荐值为1000pF(参见MAX1856数据表)。

MAX1856开关频率

根据图1中电阻R4的选择，MAX1856的开关频率可以在100kHz到500kHz之间变化。开关频率f(sw)由R4设置为f(sw) = (5 × 10(10))/R4。

变压器的设计

考虑到MAX1856的主要特性对应用电路设计参数有直接影响，我们现在关注反激变压器设计。在接下来的章节中，我们选择了一个迭代的描述过程，而不是一个纯粹的数学技术。这样做是为了让没有经验的设计人员对反激变压器的铁芯和气隙的功能以及控制参数有一个很好的感觉。其中，铁芯的选择、初级电感的选择和初级匝数的选择是需要详细考虑的问题。

反激变压器实际上是一个耦合电感。与真正的变压器不同，它的主要目的是储存能量，而不仅仅是传输能量。理想的磁性材料不能储存能量。在实践中，储存在磁性材料中的少量能量最终以损耗的形式消失。为了以最小的物理尺寸有效地存储和返回能量到电路中，需要一个小的非磁隙(通常是气隙)与高磁导率的磁芯材料串联。实际上，所有的能量都储存在所谓的非磁隙中。磁芯提供了一个简单的，低磁阻磁通路径，将存储在间隙中的能量连接到绕组。本质上，磁芯有效地将储能位置耦合到外部电路。该函数伴随着磁芯损耗，这是由于磁通波动和磁芯饱和造成的，当磁芯在一定的磁通密度水平以上变为非磁性时。

根据法拉第定律，磁通摆动量由磁通变化率(伏特/转)除以磁芯截面面积，再乘以开关接通时间得到。引入气隙的量对磁通摆动量B(ac)没有影响。气隙改变了坡度(减小了坡度)图2)，使得缺口岩心可以在不饱和的情况下支持更大的H值。绕组中的直流电流分量在B-H回路的H轴上产生直流磁化力H(DC)。这个直流分量反过来又产生平均磁通密度B(DC)。因此，对于缺口铁芯，需要更大的直流电流才能产生与非缺口铁芯相同的平均磁通密度。

图2。有和没有气隙的铁氧体变压器的磁化回路。注意，当使用较大的气隙时，传递的能量得尔塔增加了。

由于铁芯中的电流永远不会降至零，因此对直流电流的容忍度的提高在连续模式操作中变得尤为重要。在连续模式下，纹波电流足够小，交流损耗(在铁芯中)不显著，但在不连续模式下，交流损耗可能占主导地位。提供足够的匝数和核心区域以支持应用脉冲条件，并且在核心中提供足够的气隙以防止饱和并支持直流组件。

变压器铁芯选择

选择适合工作频率下输出功率的铁芯。用于反激变压器结构的铁芯材料包括铁氧体、铁粉和铁粉。粉末铁的铁芯损耗高于铁氧体。在低于50kHz的频率下，可获得的最小绕组损耗通常会超过铁芯损耗。然而，在更高的工作频率下(>100kHz)，磁芯损耗同样占主导地位。铁芯损耗也取决于反激工作模式(连续或不连续)。平衡铁芯和绕组的损耗，如果可能的话，结果是最优的设计。在50kHz以上的设计中，通常选用铁氧体作为芯材。磁芯面积积(W(a) a (c))由磁芯磁性横截面积乘以可用于绕组的窗口面积得到，广泛用于给定应用中磁芯尺寸的初步估计。所需面积乘积的粗略指示由

W(a) a (c) = [P(O)/(K得尔塔Bf(sw))](4/3)
式中P(O) =输出功率(W)
得尔塔B =磁通密度摆动(特斯拉)
F (sw) =开关频率
绕线系数

在估计合适的核心尺寸时，涉及到许多变量。核心功率处理能力不随面积积或核心体积线性扩展。较大的变压器必须以较低的功率密度运行，因为散发热量的表面积与产生热量的体积不成比例地增加。大多数制造商不再提供面积-产品信息，而是使用他们自己的方法来估计给定核心尺寸的功率处理能力。

由于交流损耗低，对于连续模式操作，磁芯的形状不是一个重要的考虑因素。对于不连续模式工作，绕组面积窗口选择尽可能宽，以尽量减少交流绕组损耗。EC, ETD, EFD, LP芯均为E-E型，具有大宽窗口。要求低调的应用程序可以从使用EFD内核中受益。对于MAX1856控制器(频率范围100kHz至500kHz)的应用，给出了适用于各种功率水平的铁氧体磁芯类型表(表2)。

表2。变压器结构铁氧体铁芯的选择

表1中的规格说明，应用1(4条业务线)需要输出功率23W，其他两个应用(双线)需要输出功率11W。四线应用选择EFD20核心，12Vin双线应用选择EFD17核心。5Vin双线应用程序使用EFD15内核。

决定反激变换器的运行

下一步是确定反激变换器的工作方式，是连续的还是不连续的。不连续模式需要更小的电感和更小的变压器，但由于较大的均方根电流和较大的磁链摆动而导致较高的铁芯损耗，从而导致较高的交流绕组损耗。损耗越大，效率越低。低损耗的连续模式操作提供了更低的组件温度和更高的输出功率。断续模式下较高的铁芯损耗可以减小两种运行模式下变压器尺寸的差异。因此，在不连续模式和连续模式之间的主要权衡是变压器的尺寸和效率。从系统的角度来看，连续模式操作提供较少的纹波电流，从而减少了对电容器的要求。不连续模式还会导致多个输出电源的交叉调节不良。

这里对连续模式的一些控制回路注释是有序的。由于存在右半平面(RHP)零点和随占空比移位的复极对，传统上认为连续模态环分析比较困难。然而，MAX1856使用内部补偿，并在考虑的线路和负载组合上提供足够的相位裕度。这使得稳定MAX1856的连续模式操作是一件简单的事情。

考虑到所讨论的优点和缺点以及表1中的输出功率要求，选择连续工作模式。

匝比和占空比的考虑

从理论上讲，反激电路可以在任何匝比下工作，而不考虑V(IN)和V(OUT)。在实际应用中，反激变换器的匝比是一个重要的变量。它影响与初级侧和次级整流二极管相关的电流水平。由于反射输出电压，MOSFET漏极处的电压应力由匝数比n决定，匝数比也决定给定应用的占空比。使用太宽的占空比来提供相等的平均电流会降低效率。非常窄的占空比增加了初级侧的电流，增加了初级绕组和MOSFET的工作温度。因此，对于高电压输出和/或多个二次侧输出，增加n是有利的。然而，使用高于6或8的匝数比是不切实际的，因为这可能需要多层绕组用于二次绕组来回。第二层的末端直接在第一层的开头上方。这些层之间这种显著的端-端电容的影响被放大了，因为在许多中间匝间有很大的交流电压。较高的层数增加了电容，减少了耦合并增加了漏感。在有多个输出的情况下，可能需要一些迭代来确保所有的回合都是整数值。次级电压最低通常在这个过程中占主导地位，因为积分匝之间的跳跃导致较大的百分比变化。

下面的公式1描述了给定输出和输入电压规格下匝数比与占空比之间的关系。

| (V (OUTx) + V (D)) | / V(在)= (N) (D /(一维 )] ------------ eq。(1)

在哪里
V(OUTx) =输出'x'处的输出电压，
V(D) =通过次级整流器的正向压降
N =匝数比(次匝数(N(S))与主匝数(N(P))之比)
D = MOSFET占空比

因此,

| (V (OUTx) + V (D)) | / V (, MIN) = (N) (D (MAX) /(一维(MAX ))] ------------ eq。(1)

和

| (V (OUTx) + V (D)) | / V (, MAX) = (N) (D(最小值)/(一维(最低 ))] ------------ eq (1 b)。

再次参考表1，对于输入电压规格为12V的四线和双线应用，选择匝数比为

V(BAT2)/V(IN) = 2, V(BAT1)/V(IN) = 6.67

这导致在标称输入电压下占空比为49%。

然而，对于表1中的应用3(从5V输入的双线)，该策略导致V(BAT1)的匝数比为16。如前所述，这是不切实际的。因此，选择最大匝数比为8(对于V(BAT1))。假设两个整流二极管之间的电压降为1V，代入方程(1)，在标称输入电压下，占空比为67%。再次使用eq.(1)，我们得到通话电池输出(V(BAT2))的匝比为2.5。

开关频率

如前所述(请参阅“变压器铁芯选择”)，在两个双线应用中使用EFD15/17铁芯。为了获得EFD15/17所需的11W输出功率(表1)，根据核心制造商的数据表，选择应用2的工作频率约为330kHz，应用3的工作频率为500kHz。对于四线应用(表1中的应用1)，选择EFD20作为核心，意味着最低开关频率为300kHz。在330kHz的开关频率下，与表1中的双线应用2相比，四线应用1产生的磁通摆幅要小得多。这是由于选择了更大的核心尺寸。然而，更大的输出功率也将导致更大的直流电流组件的四线应用。为了确保铁芯在最坏的情况下不会饱和，我们可以通过增加开关频率进一步减小磁通摆动，并使用较低的初级电感值来获得相同的纹波电流。这将意味着使用更大的气隙为相同的核心，这将有助于处理更高的直流电流组件。参考图1和“MAX1856电流模式控制器- MAX1856开关频率”一节，R4是用于500kHz应用的100k欧姆电阻，用于330kHz应用的0.15毫欧电阻。

计算主匝和次匝

一个好的起点是在1V/转的基础上工作。考虑表1中的输入电压规格结果(四舍五入到最接近的整数)，应用3为5匝，前两个应用为11匝。由于四线应用具有较小的磁通摆幅，因此我们对初级使用更激进的1.25V/匝数。因此，当输入电压规格为12V±10%时，应用1(四线)的匝数改为9匝(表1)。

通话电池所需输出电压为-24V，振铃电池所需输出电压为-80V。假设二次整流器的电压降为1V和1.25V，则变压器二次电压分别为-25V和-81.25V。

对于第一个应用程序(四线)，使用伏秒法，在次要的匝数是

N (S1) =(25/1.25)×(D(最小值)/(一维(分钟)))= 18.46≈18
N (S2) =(81.25/1.25)×(D(最小值)/(一维(分钟)))= 59.98≈60

对应用2(双线12V输入)使用类似的方法，我们得到

N(s1) = 25 × [d (min)/(1-d (min))] = 23.07
N(s2) = 81.25 × [d (min)/(1-d (min))] = 74.76

请注意，使用伏特-秒方程获得的匝数比与输出和输入之间的电压比所期望的值大致相同(参见“匝数比和占空比考虑”分别给出了22和73次匝数)。

对于应用3，匝数比不等于输出电压与输入电压之比。使用之前选择的匝数比率来计算二次匝数。这为- 24v输出提供12.5匝，为-80V输出提供40匝。如果可能的话，尽量避免半转弯。因此，将应用程序3的主回合数更改为6。这导致在双线5V输入应用中-24V输出为15匝，-80V输出为48匝。

初级电感L(P)

电感L(P)现在可以从总输出功率P(O)、效率η、峰值输入电流I(P,pk)、开关频率f(sw)和LIR计算出来，LIR是输入纹波电流(得尔塔I(P))与输入平均电流比(I(P,avg))的比值。

平均输入电流由

我(P, avg) = [P (O) /(η×V (min ))] ----------- (2)式。

在哪里
V(IN, min) =最小输入电压
η =效率
P(O) =所需总输出功率

因此，峰值输入电流为

我(P, pk) = 2×(P, avg) / ((2 k (R))×D (MAX )] ----------- eq。(3)

在哪里
D(MAX) =最大占空比
K(R) =纹波电流与峰值电流之比

这使得纹波电流为

得尔塔我(P) = 2×[(P, pk)——(我(P, avg) / D (MAX ))] ------------ eq。(4)

我们现在可以计算初级电感为

L (P) = ((V (, min)×D (MAX)) /(得尔塔我(P)×f(西南 ))] ----------- (5)式。

间隙尺寸决定了给定磁芯每匝可达到的电感。预间隙铁氧体铁芯或分布间隙金属铁芯的制造商通常以每平方匝纳亨利表示电感系数A(L)。下式(6)提供了一种计算给定匝数下现有间隙铁芯电感的简便方法。

A(L) = L(P)/N(P)²-------------eq.(6)

实践证明，0.4的LIR比是一个较好的选择，可以获得较好的核心利用率和合理的综合效率。选择这个作为计算初级电流的起点。

使用eq.(1)到eq.(5)，假设四线应用效率为70%，得到I(P,avg)/D(MAX) = 5.74， 得尔塔I(P) = 2.3A, I(P,pk) = 6.89A，初级电感L(P) = 4.98µH标称，感测电阻R1 = 14.5毫欧。设计的变压器初级电感L(P) = 4µH(±20%公差)，故R1 = 13毫欧。

假设应用2(双线)的较低输出功率的效率为80%，并使用类似的方法得到L(P) = 18µH，并使用R1 = 34.7毫欧。根据实际测得的变压器参数，电感L(P) = 16.7µH，故取R1 = 33毫欧。

对于应用3，我们得到I(P,avg)/D(MAX) = 4.43 and得尔塔I(P) = 1.48A。使用eq.(4)和eq.(5)，一次峰值电流I(P,pk)为5.17A，电感L(P)为4.2µH标称。检测电阻R1应为(100mV/5.17A) =19.3毫欧。

电感值越小纹波电流越大，电感值越大纹波电流越小。从系统的角度来看，小的电感纹波电流是可取的，因为减少了输出电容的要求和轻负载下的连续电流操作。然而，由于电流检测电路呈现出较浅的斜率，它可能导致随机或同步噪声引起脉宽抖动。增加斜率补偿将导致更稳定的运行，特别是在占空比大于50%的情况下(如应用3中的情况)。正如前面提到的(参见“MAX1856电流模式控制器- MAX1856中的斜率补偿”)，根据占空比和开关频率，在MAX1856内部添加了固定数量的斜率补偿。在峰值电流检测模式下，平均电流可以随占空比和输入电压变化。加上等于电流下坡一半的斜率补偿，迫使平均电感电流跟随误差电压，从而实现理想的电流模式控制。增加一个更大的斜率补偿坡道会导致控制器的行为不像一个理想的电流模式控制器，而更像一个电压模式控制器。选择一个电感值，使斜率补偿等于二次电流的0.5倍(使用任何二次输出)

L (P) =[(0.9×D (MAX)) / (42 mv×f (sw)))×(V (OUTx) + V (D))××R1×0 (1 / N)。5, eq。(7)

对于应用3的例子，这表明在标称开关频率和R1 = 19毫欧下的值为2.85µH。应用3中的占空比远大于50%，适当的斜率补偿可以使波形稳定。选择一个由eq.(7)估计的值。所用变压器的初级电感为2µH。选择R1 = 12毫欧。

变压器绕组和布置

初级导线尺寸是根据可用的绕组宽度和匝数计算的。这样做的目的是使卷绕覆盖筒子BW(a)的整个宽度，因为这将提供最好的耦合。使用变压器导线表(表3)寻找外径(包括绝缘)OD(P) = BW(a) / N(P)的导线。与每个线规相对应的是圆密尔(CM)规定的裸露导体面积的测量。接下来计算绕组的载流能力，指定为每安培圆磨(CMA(P))，其中CMA(P) = CM(P)/ I(Prms)， I(Prms)是主要电流有效值。

表3。变压器接线表

变压器一次电流I(Prms)的均方根值由(见图3）

我(人口、难民和移民事务局)= {D[我(Ppk)×(Pm) +(1/3)(我(Ppk)——(Pm)²]}(0.5)

图3。连续模式一次电流波形。

计算的CMA(P)应在200到500之间。在500以上，电线的容量没有得到充分利用。电流拥挤发生在表面附近，特别是在高频时(即“趋肤效应”)，并且减少了导线中的有效载流面积。使用多丝绕组实现相同的CMA(P)。不要简单地把电线捆起来或扭在一起。在一个绕组内并联导体，并在绕组时一起旋转。可能需要迭代来优化线的尺寸和绕组中的股数。低于200的电流密度太高。这可以通过使用更大的核心尺寸或通过串联使用多层来克服。

在使用多层时应格外小心。如果导体的厚度大于蒙皮深度，导线的交流电阻比直流电阻大，I²R损耗随层数呈指数增长。导体的厚度应该小到足以使磁场完全穿透导体，从而使内层表面的任何相反电流相互抵消。对于初级可采用分绕技术，其中初级的第一层为最内层，第二层为最外层，在次级绕组后缠绕。这减少了漏感，但需要在线轴上有一个备用引脚，以允许中心点的终止。

现在计算次级绕组的导线尺寸。对于多个输出电源，计算的峰值二次电流应与该绕组上的输出功率相匹配。这确保了二次线规永远不会过大。二次电流波形与一次电流波形相似，只是电流斜率为负。计算二次电流使用的峰值

我(Spkx) =(我(Ppk) / N (Sx))×(西格马P(牛)/ P (O)和我(Smx) =(我(Pm) / N (Sx))×(西格马P(牛)/ P (O))

式中P(Ox)为所计算绕组的输出功率，P(O)为总输出功率。二次电流均方根由

我(Srmsx) = {D[我(Spkx)×(Smx) +(1/3)(我(Spkx)——(Smx))²]}(0.5)

上面假设每个输出都有单独的绕组。如果绕组位于初级和次级之间的高交流磁场强度区域，则载流很少或没有电流的绕组会发生高交流损耗。这种性质的情况包括在多个输出电源中轻载或卸载二次电源。在这里讨论的SLIC应用程序中，这是一种非常可能的情况，其中振铃电源满载而通话电池电源没有负载，反之亦然。使用堆叠绕组来减少这些无源绕组损耗(图4）. S2必须携带自己的电流，但是S1必须携带S1和S2的电流。考虑到这一点，二次电流计算现在变成

我(Spkx) =(我(Ppk) / N (Sx))×(西格马P(牛)/ P (O)和我(Smx) =(我(Pm) / N (Sx))×(西格马P(牛)/ P (O))

其中西格马P(Ox)是绕组的总功率(S2保持不变，S1不同)。二次电流均方根方程是一样的。匹配主、次线的电流容量，计算次线尺寸为CMS = CMA(P) × I(Srmsx)。

图4。变压器二次用堆叠绕组。

有多个次级绕组时，绕组应按顺序排列，使最高功率的次级绕组最靠近初级绕组。对于这里讨论的双输出电源，P- s2 - s1 -P的交错绕组顺序(P分别为一次绕组，S分别为次级绕组)，从最里面到最外面的绕组，可以使两个次级之间以及一次和次级之间的耦合效果最好。在这种情况下，多个初级层也可以并联。磁场在两个绕组之间平均分配，以尽量减少存储的能量，并使I²R损耗最小。当并联路径之间的电流相等分配时，并联成功，存储能量最少。

三个变压器(用于三种应用)的导线尺寸使用上面讨论的程序计算。由于这是一个迭代过程，最终结果如表4所示。先前计算的初级电感值、匝数等也在同一表格中，以呈现最终变压器设计的完整画面。用于这些变压器的线轴每个都有12个引脚。还要参考图4和表4来全面了解变压器的构造。

前面提到的绕组顺序为(从最内层到最外层)，即;primary, secondary (S2)， secondary (S1)和primary。这样可以提供最小的漏感和最佳的交叉调节。使用堆叠绕组结构，其中S1和S2组合(从引脚4到引脚7)产生-80V的V(BAT1)输出电压，S1单独(引脚6到7)产生-24V的talk电池V(BAT2)输出。参见图4，次级绕组S2由两层(引脚4-9和引脚5-8)组成。这样做是为了反映在这些应用中使用的实际DT磁变压器的结构。因此，变压器允许在使用相同变压器的同时，为振铃分接不同的输出电压(-48V)。引脚1、2至12、11构成初级绕组。该表还提到了在这些应用中实际使用的相应的DT磁变压器零件号。

表4。为SLIC应用设计的变压器参数

结论

这三种应用程序在最大负载下的效率(表5)和交叉调节(表6)数据现在作为所讨论的设计概念的证明。

表5所示。三种应用电路的效率数据

表6所示。在标称输入电压的交叉调节数据

参考文献

1. Unitrode Magnetics设计手册(SLUP003) 2001 IR40xx系列反激式变压器设计-国际整流器应用说明(AN1024) 2001年2月13日。