当设计一个包含数字转换器(DAC)和外部参考电压的系统时，参考电压规格与DAC本身的规格同样重要。本文探讨了为电压输出dac选择外部三端串联电压基准所涉及的一些问题。DAC系统设计的例子用于说明在优化成本，精度或功率时的各种权衡。

关于电压参考的几句话

本文的主要重点是Maxim的三端串联带隙电压参考，尽管也讨论了埋入齐纳参考。不包括双端并联参考，因为现在有三端串联器件，价格具有竞争力，并且静态电流低，相对于输入电压几乎恒定。

MAX6006-MAX6009双端并联参考系列值得考虑用于超低功耗应用，因为它们可以产生1.25V, 2.048V, 2.5V或3V，工作电流仅为1µA。Maxim还提供一系列低成本，行业标准的LM4040分流参考。

基于齐纳的基准接收光处理主要是因为它们的高输入电压要求(这限制了它们在低电源电压系统中的适用性)。尽管关注点缩小了，但本文中涉及的许多主题都适用于其他引用类型。例如，由偏置电流变化引起的并联基准上的参考电压变化是由串联基准的负载调节引起的，并且可以用类似的方式分析对DAC性能的影响。

图1描述了典型设计中三端串联电压基准(MAX6325)和DAC (MAX5170)之间的连接。在这种情况下，在基准和DAC之间显示一个外部电容，但如果空间有限，并且如果DAC没有快速电源或输出瞬态开关，通常可以消除它。图中还显示了一个电源滤波输入电容器和一个宽带降噪电容器，但这两个电容器也是可选的。最后，MAX6325电压基准有一个TRIM引脚，允许最终用户选择使用外部电位器修剪初始误差。

图1所示。连接一个三端串联电压基准和一个DAC。

参考电压规范的定义

除了成本和封装之外，在讨论基准电压选择时还将涉及几个(但不是全部)规范。这些规范在本文末尾列出的参考文献中有详细描述，因此这里只简要地总结一下。以下是规格的定义:

输入电源电压:电源输入电压到基准。上端受参考硅工艺的限制，下端受参考输出和压降电压的限制:

V(in (min)) = V(ref) + V(dropout)

参考输出电压:在DAC参考输入端使用的稳压电压。

初始精度:精度是一个轻微的用词不当，因为它实际上表示初始输出电压误差。在25°C时以%或mV指定。一些固定电压和任何可调参考可以修剪，以提高精度。

参考输出电流:参考电压源可以提供给DAC参考输入的可用负载电流。本文涵盖的所有参考文献也可以下沉电流，但不是很好。

Reference-Load规定:参考输出电流的直流变化导致参考输出电压的增量变化。以µV/µA或等效mV/mA, mV(在整个输出电流范围内)，ppm/mA或%/mA指定。

输入行规定:输入电源直流电压变化时参考输出电压的增量变化。单位为µV/V。

输出电压温度系数(Tempco):给定温度变化时参考输出电压的变化。单位为ppm/°C。Maxim采用箱体法，其中最大参考输出分数电压变化除以最大工作温度范围:

TCV  = 10(6)×|得尔塔V (REF (max)) / (REF) | / (T (max) - T(分钟))

输出电压温度滞后:施加一个温度周期(T(MIN)到T(MAX))后，在+25°C时参考输出电压的变化。以百万分之比表示的电压的比率。

TEMPHYST = 10(6) × | 得尔塔V(REF) / V(REF) |，其中得尔塔V(REF) = 得尔塔T 循环前的V(REF)减去得尔塔T 循环后的V(REF)。

输出电压长期稳定性:参考输出电压随时间的变化。单位为ppm/1000小时。超过1000小时间隔的累积漂移没有指定，但它通常比初始漂移低得多，这本身可以通过pcb级老化来改善。

输出噪声电压:参考输出端的电压噪声。在0.1Hz到10Hz的带宽范围内，1/f分量以µVp-p表示;在10Hz到10kHz的带宽范围内，宽带噪声通常以µV(RMS)表示。

容性负载稳定范围:基准在其输出端可以容忍的容性负载范围(包括用户提供的电容、负载呈现的电容和杂散电容)。外部电容器只需要限制大负载或提供瞬态，并且可以在许多设计中消除以节省电路板空间。一些参考文献有引脚，其中可以添加补偿电容器(MAX872)或降噪电容器(MAX6325)以提高性能。

DAC的考虑

本文只讨论了缓冲电压输出dac，因为使用这种架构更容易说明要点。电流输出dac通常用于乘法配置(MDAC)以提供可变增益，它们通常需要外部运放来产生电压输出。

本文中考虑的所有Maxim电压输出dac都使用反向R-2R架构。从参考电压的角度来看，这种DAC架构的主要特点是DAC参考输入电阻与DAC代码之间的变化。必须注意确保参考电压能够在DAC的最小参考输入电阻处产生足够的电流，并且在DAC代码变化时具有足够的负载调节能力。一个4位的例子，连同它的标准化参考输入电流，显示在图2． 请注意，图中没有显示DAC代码0处的参考电流，因为连接到参考的所有开关都是打开的，实际上没有参考电流流过。另外两个对参考电压选择很重要的DAC规格是reference-input-voltage范围和DAC输出增益。

图2。反向R-2R结构和参考输入电流变化(4位)。

输出错误和精度定义

我们定义输出误差作为与理想输出电压的偏差，理想输出电压将由一个完美的电压基准和DAC提供。值得注意的是，我们在本文中讨论的是绝对精度，这意味着所有内容都参考了理想的DAC输出电压范围。例如，一个12位DAC代码4095应该在参考电压为4.096V的情况下产生4.095V的输出;任何偏离都是错误。这与相对精度相反，在相对精度中，满量程输出更多地由应用定义，而不是由绝对电压定义。例如，在比率系统中，具有相同分辨率的ADC和DAC共享参考电压，只要给定数字代码的DAC输出和ADC输入电压几乎相等，实际参考电压是多少可能无关紧要(在合理范围内)。

输出误差通常被指定为单侧值(在DAC分辨率的lsdb中)，但它实际上意味着双面误差(图3）. 例如，输出范围为4.096V的12位DAC的理想LSB步长为4.096V/4096 = 1mV。如果在这种情况下，在12位分辨率下指定的输出误差为4LSBs，这意味着任何代码的DAC输出都可能与理想值相差±4LSBs(或±4mV)。我们定义精度的依据是我们有多少实际的比特来达到期望的输出电压，误差不超过1LSB:

精度= DAC分辨率- log(2)(误差)

在我们的示例中，我们有效地具有10位(12 - log(2)(4))的精度，因为我们只能在任何给定的理想DAC输出值的10位分辨率(±4mV =±4/4096 =±1/1024)下达到1LSB。

图3。DAC传递函数和输出误差(假设零偏移)。

有几个源会导致输出错误，但有些(如DAC偏移)会被忽略，因为它们与参考电压选择过程无关。参考电压误差源包括初始误差，温度滞后，长期稳定性，负载和线路调节，和输出噪声。DAC误差源包括INL，增益误差，增益误差，和输出噪声。

尽管目标误差适用于整个DAC码范围，但上述大多数误差源都会导致有效的增益误差变化，这种变化在传递函数的满量程(最高DAC码)附近最大(图3)。增益误差随着DAC码值的减小而减小;这些错误在中等规模时减半，并且在代码零附近几乎消失，因为偏移错误占主导地位。不完全影响增益误差并在大多数DAC代码范围内均匀应用的误差源包括DAC INL和输出噪声。

INL通常使用以下两种方法之一来定义:绝对的线性或端点线性。绝对线性度将DAC线性度与理想传递函数线性度进行比较。终点线性使用两个测量的终点来定义线性(在这些点之间画一条直线)，并将所有其他点与这条线进行比较。在任何一种情况下，都应该将INL包含在误差分析中。在后一种情况下，DAC INL误差在端点处为零，但可以出现在这些值内的DAC码字处。例如，对于一个12位的DAC，其INL定义在0 v和4.095V(满量程)的端点之间，INL规范适用于0和4095附近的DAC代码。对于最大误差计算，将DAC的INL和噪声引起的输出误差添加到前面提到的在代码4095附近最严重的增益误差中是合理的。

DAC设计示例

为了说明DAC参考电压选择所涉及的步骤，我们创建了一些设计示例，以涵盖一系列应用(表1)。这些示例中只包括10位、12位和14位DAC设计，因为它们最有指导意义。设计步骤通过设计示例分成单独的部分(参见设计A、设计B等)。

表1。DAC设计示例要求

步骤1:电压范围和参考电压测定

在为DAC应用选择电压基准时，首先要考虑的是评估电源电压和DAC输出电压范围(表2)。为了简化上面描述的设计示例，已经选择了DAC，因此它们的输出增益不是我们在实际设计中要权衡的变量。

表2。DAC设计示例的电压相关参数

*参考电压和DAC增益为每个设计示例选择

设计A:低成本，松散精度

对于Design-A示例，VDD为5V，输出范围为0-2.5V，因此使用2.5V参考，MAX5304力/感测输出设置为单位增益(OUT和FB引脚短路)。较低的参考电压可以与较高的外部设置增益一起使用，但我们选择为这种低成本设计节省两个电阻。

设计B:高绝对精度和精密度

Design-B示例选择2.5V参考电压，因为MAX5170增益固定在1.638，并且需要0-4.096V的最终输出电压范围。如果设计B需要较低的参考电压，可以使用MAX5171 DAC，其输出力/感测增益可以通过外部电阻设置为高于1.638，如图所示图4． 请注意，最小VDD电平为4.95V，因此我们可以使用的最高参考电压为4.95V - 1.4V = 3.55V，因为DAC参考输入限制为(VDD - 1.4V)*。

*此限制适用于本文中提到的所有dac。
图4。Design-B参考选项:(a) 2.5V(可选)，(b) 2.048V， (c) 1.25V。

设计C:一次性校准，低漂移

在Design-C示例中，MAX5154具有2的固定增益，因此2.048V基准在满量程时提供4.096V标称输出。该电压必须超过我们的4.000V设计要求，以便我们可以使用增益校准将电压降至0V至4V范围。如果使用MAX5156力/感测DAC，该设计还具有其他参考电压选项。请注意，参考输入上限电压为4.75V - 1.4V = 3.35V。

设计D:低电压，电池供电，中等精度

在Design-D示例中，最小VDD为2.7V，因此可以使用的最大参考电压为2.7V - 1.4V = 1.3V。在本例中，由于MAX5176增益为1.638，因此1.25V基准满足0V至2.048V输出范围。包括所有误差项在内的最坏情况参考电压必须保持在1.3V以下，否则将超过DAC参考输入电压的规格。

为每个设计示例计算了近似的压降电压(表2)。所有这些电压都远高于Maxim电压参考标准的200mV(或更低)压降电压。由于大多数Maxim DAC的上参考输入电压限制在VDD - 1.4V，如果DAC和参考电压使用相同的正电源轨，则这些设计通常可以忽略掉降电压。由于计算时没有初始精度等任何误差项，因此差电压是近似值，但与典型的差电压相比，这些误差很小，可以忽略。

步骤2:初始参考电压器件选择标准

在为每个设计选择最佳参考时，需要考虑许多因素。为了使程序易于管理，将根据上述确定的参考电压、所需初始精度的估计、近似温度系数和所选DAC所需的参考输出电流(表3)来确定候选器件。其他因素，如成本、静态电流、封装和对剩余规格的快速浏览，将用于为每个设计选择特定的初始器件。其余的规格将在下一节(步骤3)中进行分析，以确定设备是否满足总体精度要求。

表3。初始设备选择注意事项

*每个设计示例的初始参考选择

设计A:低成本，松散精度

乍一看，MAX6002(0.39美元/2500个)似乎是设计A的明显选择，它需要低成本和相当松散的精度。但进一步的观察表明，MAX6002不是一个好的选择。其综合初始精度(1%，即10位时的~10LSB)和温度误差(70°C × 100ppm/°C = 7000ppm ~ 7LSB, 10位时)即使不包括负载调节、噪声等其他误差项，也已经违反了设计A的总体精度要求(10位时17LSB超过了16LSB的设计要求)。MAX6125也具有1%的精度，其50ppm/°C的温度使我们在Design-A误差限制内(~13.5LSB)，但其成本(0.95美元/1000pcs)对于此应用来说太高了。

如果精度要求进一步放宽或实施某种类型的校准方案，则可以使用MAX6002，而更昂贵的MAX6125可能会满足要求而不会妥协。假设精度要求是严格的，这个例子说明了DAC设计参考选择中的一个关键权衡:初始元件成本(MAX6125)与校准成本(MAX6002)。

对Maxim电压参考选择表的进一步研究揭示了设计a的更好选择。如果我们任意地将总误差的一半(8LSB在10位~ 0.8%)分配给初始精度，一半分配给温度(0.8% = 8000ppm/70°C = 114ppm/°C)， MAX6102 (0.55/2500pcs, 0.4%初始精度，75ppm/°C)表面是最佳选择。MAX6102可以为负载提供5mA的电流，因此它能够驱动MAX5304 DAC的参考输入(2.5V/18 k欧姆 ~ 140µA max)。如果在分析其他误差项时排除了MAX6102，则可以重新考虑将MAX6125作为备用方案。

设计B:高绝对精度和精密度

由于设计B具有如此具有挑战性的精度要求，因此MAX6225和MAX6325埋地ener参考是最初的候选产品，因为它们具有如此低的温度，出色的长期稳定性和低噪声。这些器件也具有非常好的初始精度，但在设计B的情况下，这是一个没有实际意义的规范，因为由DAC和参考电压引起的增益误差是经过校准的。MAX6225和MAX6335源15mA，因此驱动MAX5170 DAC参考输入(2.5V/18k ~ 140µA max)不是问题。选择MAX6325是因为它具有唯一的温度(70°C × 1ppm/°C = 70ppm max)，使我们低于总体122ppm精度要求(2LSB @ 14位= 2/2(14)= 2/16384 = 1.22 × 10(-4) = 122ppm)，同时为其他误差源留有余地。如果我们稍微放宽Design-B精度要求，MAX6225 a级器件(2ppm/°C最大温度)将使我们能够将参考成本降低一半以上。

在Design-B示例中方便地存在一个12V电源，允许使用MAX6325，它需要至少8V的输入电压。如果系统中没有8V(或更高)，可以考虑MAX6166 (A级)或MAX6192 (A级)基于带隙的参考，但需要稍微放宽系统规格。

设计C:一次性校准，低漂移

考虑MAX6162和MAX6191 a级器件，因为它们的低温度(最大5ppm/°C)，这是满足设计C要求所必需的:

总误差预算是4LSB在12位= 4 / 4096 ×10(6) = 977ppm

所需温度= 977ppm /(85 -(-40))°C = 7.8ppm /°C

可用误差超出温度= 977ppm - 5ppm /°C ×125°C = 352ppm

请注意，MAX6162和MAX6191都具有2mV (977ppm)的初始精度，但这与2.048V参考无关，因为输出电压范围仅为0-4.000V，并且该设计计划进行增益校准。MAX6162 (5mA输出电流驱动)和MAX6191(500µA输出电流驱动)都能够驱动293µA参考输入电流，当两个MAX5154 DAC参考引脚绑在一起时产生(2.048V/[14k欧姆||14k欧姆]);然而，如果额外的负载连接到参考输出，MAX6162有更大的余量。MAX6162确实比MAX6191具有更高的静态电流(120µA vs 35µA最大值)，但这不是决定性因素，因为设计C不受功率限制。

在审查了最初的规格之后，很明显，这两种设备都可能是可以接受的。然而，由于输出电流较高，MAX6162是首选。如果进一步的分析表明MAX6162略微不可接受，则可以考虑使用MAX6191，因为它具有稍好的负载调节、温度滞后和长期稳定性规格。

设计D:低电压，电池供电，中等精度

按照其他示例中使用的方法，发现设计D的总误差为3906ppm (10(6) × 16/4096)。在狭窄的15°C至45°C的温度范围内，我们可以承受最多130.2ppm/°C (3906ppm/30°C)的温度。使用我们从设计A中获得的经验法则将大约一半的误差预算分配给温度(65ppm/°C)，合理，保守的参考选择是MAX6012 (A和B等级分别为20ppm/°C和30ppm/°C)和MAX6190 (A, B和C等级分别为5ppm/°C, 10ppm/°C和25ppm/°C)。考虑这些部件，因为它们的最大静态电流为35µa，适合设计D的低功耗需求。

MAX6190的价格(C级为1.45美元/1000个)与MAX6012的价格(B级为1.35美元/2500个)在同一个范围内。任何一部分都可能在应用程序中工作。然而，a级MAX6012特别有吸引力，因为它采用SOT23-3封装，这是小型电池供电便携式仪器的理想选择。

快速检查A级MAX6012显示温度相关误差为600ppm(30°C × 20ppm/°C)。还需要考虑初始误差3200ppm(0.32%)，因为该设计没有计划修剪。这两个误差的总和是3800ppm，而可能的设计限值是3906ppm。在这种边缘情况下，下一节(步骤3)中考虑的一些其他规范，如负载调节、温度滞后，甚至线路调节(因为电池电压的变化)，可能会使我们超过3906ppm。由于MAX6012可能不够，我们将放弃SOT23-3封装，选择a级MAX6190作为起点，因为它的初始误差为1600ppm和5ppm/°C，为其他误差项留出了足够的空间。参考输出电流不是本设计的问题，因为MAX6190可以提供500µa (>>69µa的设计要求)。

步骤3:最终规格审查和错误预算分析

参考文献的初步选择已经完成，并且备份ic已经到位，现在是验证剩余规范的时候了，其中包括参考负载调节、输入线路调节、输出电压温度滞后、输出电压长期稳定性、和输出噪声电压。分析还需要每个设计的关键系统级和DAC规格(表4)。

表4。最终分析的重要规范

对每个示例进行分析，重点关注适用于该特定设计的规范。此分析的结果以及前一节的结果总结在表5中的误差预算中。

在ppm中进行错误预算核算是最方便的，尽管这可以在其他单位(如%、mV或lsb)中等价地完成。应用适当的缩放和使用适当的归一化因子来获得正确的误差值是很重要的。参考误差项可以相对于参考电压或DAC输出电压等效地计算。例如，如果我们假设参考误差为2.5mV(噪声、漂移等)，参考电压为2.5V，我们得到以下结果:

参考输出误差= 10(6)× 2.5mV / 2.5V = 1000ppm

如果我们假设DAC输出放大器的增益为2.0，则误差和参考电压都被缩放，因此我们在DAC输出(5V满量程)得到相同的结果:

DAC输出误差= 10(6)× (2.5mV × 2) / (2.5V × 2) = 1000ppm

表5所示。测量误差分析

设计A:低成本，松散精度

设计A没有计划校准或微调，因此MAX6102的初始误差为4000ppm(或0.4%)直接成为预算的一部分，由于参考电压温度(70°C × 75ppm/°C)， 5250ppm也是如此。典型的MAX6102输出电压温度滞后规格也直接用于误差预算(请记住，如果我们发现自己的设计具有边际精度，这是一个典型的值)。对于输出电压的长期稳定性，我们假设是MAX6102 1000小时规格的两倍(2 × 50ppm = 100ppm)，这是相当保守的，因为它通常在前1000小时后要好得多。这里的保守估计至少部分地抵消了用于温度滞后的典型规范。

为了计算由负载调节引起的参考电压变化，我们需要知道参考电压提供给DAC参考输入的电流的最坏情况范围。在步骤2中，我们确定了MAX6102必须驱动的最大DAC参考电流:140µA。最小电流接近于0，因为当DAC代码值为0时，MAX5304参考输入实际上是一个开路(几个G欧姆输入阻抗)。这意味着MAX6102看到的总输出电流变化为140µA，该值应用于负载调节计算:

一般情况下，最好是保守的，直接使用最大输出电流进行负载调节计算。如果您试图从设计中提取最后一点精度，并且最大和最小DAC参考输入电阻值都有很好的规定，则可能会出现例外。这种方法导致较小的负载调节误差，因为得尔塔I(REF)较小。

由于在本例中指定的电源是可变的，因此我们需要考虑输入线路调节对MAX6102基准的影响。供电范围为4.5V ~ 5.5V。由此，一个保守的参考电压线调节计算是可能的:

最后要考虑的与参考电压相关的误差项是参考输出噪声电压的影响。方便的是，设计A具有与MAX6102噪声电压带宽对应的信号带宽(10Hz至10kHz)，因此直接使用30µV(RMS)的宽带噪声电压规格(即不需要带宽缩放)。比较负载和线路稳压值(分别为126µV和300µV)，我们可以看到噪声不是该设计的主要影响因素。使用粗略的近似来获得用于误差分析的数字，我们可以假设有效峰值噪声值为~42µV(30µV ×√2)，对应于17ppm (10(6) × 42µV/2.5V)， DAC增益为1。在这里，我们有意使噪声计算保持简单;如果噪声的相对误差较大或设计是边缘的，则可以进行更详细的分析。请记住，在判断设计余量时，噪声被指定为典型值。

现在，我们将回顾影响代码范围上端或接近上端精度的相关MAX5304 DAC规范。直接使用DAC INL值±4LSB(在10位)。将其作为单面量处理，与我们分析中的其他误差项一样，我们得到的值为3906ppm (10(6) × 4/1024)。同样，DAC增益误差指定为±2LSB，结果误差为1953ppm (10(6) × 2/1024)。要考虑的最终MAX5304 DAC规格是增益误差tempco，其典型误差为70ppm(70°C × 1ppm/°C)。DAC输出噪声没有为MAX5304指定，因此它被忽略，很可能在这个6位精确的系统中没有不利后果。

当所有误差源加在一起时，我们得到的最坏情况误差为15596ppm，刚好满足我们的目标误差规格15625ppm。当面对这种边缘情况时，我们可以合理地解释，我们可能永远不会看到这种程度的误差，因为它假设大多数参数的最坏情况。根平方和(RSS)方法的误差为7917ppm，如果误差不相关，则该方法是有效的。一些误差源可能是相关的，所以真实值可能介于这两个数字之间。但是不管采用哪种方法，Design-A的要求都得到了满足。

设计B:高精度、精密度高

a级MAX6225的初始误差为0.04%或400ppm，超过了设计B的整个122ppm误差预算。由于此应用具有增益校准，因此假设校准设备具有足够的(~1 μ V)精度并且微调电路具有足够的精度，几乎可以消除所有参考初始误差。温度贡献计算为70ppm(70°C × 1ppm/°C)，并直接使用典型的20ppm温度滞后值。也使用30ppm的长期稳定性规格，而不是更保守的数字，因为在这种应用中，仪器具有初始老化以及年度校准。

应用与设计A中使用的相同假设，我们发现设计B的参考输出电流变化为140µA(巧合的是，与设计A中的数字相同)。这导致以下负载调节误差计算:

负载调节误差= 140µA × 6ppm / mA ~= 1ppm(最大)

在此应用中，电源被指定为恒定，因此假定线路稳压为0ppm。请注意，它将是<1ppm即使电源不是恒定的，只要它保持在规定的4.95V到5.05V范围内，因为MAX6325的线路调节规格是7ppm/V最大值。

由于设计B的带宽指定为DC至1kHz，因此我们需要考虑1.5 μ Vp-p的低频(1/f)噪声和2.8 μ V(RMS)的宽带噪声，分别指定为0.1Hz至10Hz和10Hz至1kHz。使用与设计A相同的粗RMS峰值近似，并将两个峰值噪声项相加，我们得到参考输出处的总噪声估计为2ppm([[0.75µV + 2.8µV(RMS) ×√2]/2.5V] × 10(6))。请注意，如果我们在DAC输出处计算它，我们将获得相同的值，因为该方程将乘以1.638/1.638以将所有内容重新调整为4.096V。值得一提的是，这里使用的峰值噪声和方法是相当保守的，但总误差贡献仍然相对较小。RSS方法可能更准确，因为两个噪声源很可能是不相关的，但是与峰值方法相比，这个较小的值将更加“在噪声中”(双关语)。

Design-B分析所需要做的就是包括DAC误差项。a级MAX5170 DAC的INL指定为±1LSB，即61ppm，正好是我们在14位时误差预算±2LSB的122ppm的一半。DAC增益误差指定为最坏情况下的±8LSB，但该误差通过前面提到的增益校准完全消除。校准工作如下:将DAC设置为已知理想输出电压的数字代码(例如，十进制DAC代码16380应在输出处精确产生4.095V)。然后对参考电压进行修整，直到DAC输出电压达到这个精确值，即使参考电压本身不是2.500V。虽然在工作温度范围内指定了增益误差，但MAX5170 DAC没有列出增益温度。因为增益误差只在一个温度下校准出来，所以应该测试设计B，以确保增益不会在温度上过度漂移。最后要考虑的是MAX5170 DAC输出噪声，其典型峰值噪声大致估计为1ppm ([10(6) ×√(1000Hz ×))π/2) × 80nV(RMS)/√Hz ×√2]/4.096V)。

最后，最终的最坏情况精度为184ppm(14位时~±3LSB)，不能完全满足我们的精度目标122ppm，而RSS精度在100ppm时是可以接受的。基于这些数字，我们认为设计是成功的，因为它说明了要点，并且在几个保守假设下接近目标精度。在实际应用程序中，可以接受这种设计，或者可以稍微放宽精度要求。另外，如果不能接受这种设计，可以使用更昂贵的参考。

设计C:一次性校准，低漂移

a级MAX6162的初始误差为0.1%，消耗了整个Design-C误差预算977ppm。然而，像设计B一样，这是(至少部分)校准的。请注意，未校准的+4.096V MAX5154 DAC满量程输出电压超过了所需的+4.000V输出范围，并且即使只需要±4mV的精度，DAC也具有1mV分辨率。因此，可以对DAC输入数字代码进行“数字校准”，以消除一些参考值的初始误差和DAC的增益误差。

通过一个例子可以很好地说明数字增益校准:假设DAC输出电压需要达到4.000V的满量值，但由于系统中的各种误差，理想的十进制DAC码为4000，结果测量输出仅为3.997V。使用数字校准，将校正值添加到DAC代码中以产生所需的结果。在本例中，当需要DAC输出电压为4.000V时，使用的是修正后的DAC代码4003而不是4000。这种增益校准在DAC代码中线性缩放，因此它对较低代码的影响很小，对较高代码的影响更大。

数字增益校准精度受限于DAC的12位分辨率，因此我们可以期望的最佳误差为~±1mV或244ppm (10(6) × 1mV/4.096V)。请注意，在本例中，精确度是在4.096V刻度上计算的，以保持一致性，但如果应用程序需要，它可以相对于+4.000V输出范围计算，并且误差会稍微高一些。

如果本例中所需的输出范围为4.096V，则可以使用其他选项始终偏置4.096V以上的未校准DAC输出电压，从而可以采用本例中描述的数字增益校准方案。这些选择包括:

• 使用输出始终高于4的可调参考。096V 当考虑所有电路公差时

• 使用力/感测DAC，增益设置略高于必要值

• 添加一个带有增益的输出缓冲区

MAX6162参考温度误差计算为625ppm(125°C × 5ppm/°C)，直接使用典型的80ppm温度滞后值。长期稳定性规格翻了一番，达到更保守的160ppm，因为没有为应用指定老化，并且一旦离开工厂就不会进行校准。

我们发现设计C的最坏情况参考输出电流变化为293µA (2.5V/[14k欧姆||14k欧姆]，记住有两个由参考驱动的dac)，直接用于负载调节计算:

由于参考负载调节与参考输出电压成正比，因此可以在参考电压(264µV/2.048V)或DAC输出((2 × 264µV)/(2 × 2.048V)下计算。

在此应用中，电源是恒定的，因此假定线路调节为0ppm。设计C的带宽指定为0.1Hz至10Hz，我们使用22 μ Vp-p低频(1/f)噪声规格(峰值)的一半，在参考输出(10(6)× (22 μ V/2)/2.048V)处达到5ppm的噪声贡献。如前所述，如果计算引用DAC输出，我们得到相同的5ppm答案，因为方程只是乘以2.0/2.0。

继续讨论MAX5154 DAC误差项，a级INL为±0.5LSB，在12位刻度上为122ppm。DAC增益误差为±3LSB(244ppm)，但它被忽略了，因为它已经在本步骤前面提到的数字参考/DAC增益校准中被考虑在内，我们不想计算它两次。MAX5154增益误差tempco的典型值为4ppm/°C，总共为500ppm(125°C × 4ppm/°C)。DAC输出噪声没有为MAX5154指定，因此它被忽略。我们认识到这可能会带来一个问题，但我们对设计B的经验表明，DAC噪声通常对总误差的影响相对较小。可以进行测量来证实这一假设。

设计C的最坏情况误差计算为1865ppm, RSS误差为874ppm。目标误差规格为977ppm，目前的设计充其量只能勉强接受，特别是考虑到使用了一些典型值，并且没有考虑DAC输出噪声。设计C的细节在这里不再赘述，因为重点已经讨论过了。然而，一些改进的选择如下:

• 使用MAX6191代替MAX6162，因为它具有更好的负载调节(0.55µV/µA vs 0.9mV/mA)，温度滞后(75ppm vs 80ppm)和长期稳定性(50ppm vs 80ppm)。最终结果将是1750ppm的最坏情况误差和858ppm的RSS误差，分别是115ppm和16ppm的净变化。这是一个轻微的改进，但可能还不够。

• 重新检查整个系统精度规范，以确定是否有任何参数可以放宽。就精度与成本而言，现有的设计可能是最佳选择。

• 如果不需要整个扩展范围，则减小温度范围。例如，如果可以将范围从-40°C到+85°C降低到-10°C到+75°C，则最坏情况误差降至1505ppm, RSS误差变为648ppm。这是因为大部分误差预算都被参考温度(625ppm)和DAC增益误差温度(500ppm)消耗掉了。虽然这些误差项中只有一个低于977ppm目标，但与原始MAX5154/MAX6162设计相比，舒适性大大提高。

• 如果有8V或更高的电源可用，请考虑将MAX6241 4.096V参考和MAX5156 DAC (MAX5154的力/感测版本)设置为单位增益。这种组合稍微昂贵一些，但它产生的最坏情况误差大约为956ppm, RSS误差为576ppm，两者都低于977ppm的总误差目标。

• 考虑其他具有典型增益温度低至1ppm/°C的dac。

设计D:低电压，电池供电，中等精度

设计D没有计划校准或修剪，因此a级MAX6190初始误差1600ppm (10(6) × 2mV/1.25V)直接用于误差预算，以及150ppm(30°C × 5ppm/°C)的温度误差。也可以直接使用75ppm的温度滞后，但使用这种典型规格的风险至少部分被降低的工作温度范围(15°C至45°C)所抵消。再一次，作为漂移的保守估计，1000小时的长期稳定性增加了一倍，达到100ppm，因为在此应用中没有老化。

负载调节误差再次从假设的最坏情况MAX5176 DAC参考输入电流为69µA计算:

在本设计中，电源在2.7V和3.6V之间变化，因此必须在分析中包含80 μ V/V(最大)的MAX6190线稳压规格:

与设计C一样，设计D的带宽指定为0.1Hz至10Hz，因此我们使用25 μ Vp-p低频(1/f)噪声规格的一半，在参考输出(10(6)× [12.5 μ V/1.25V])处达到10ppm的峰值噪声贡献。我们期望在DAC输出处具有相同的10ppm参考诱发噪声项，因为参考电压和噪声具有相同的DAC增益。

现在关注MAX5176 DAC误差项，a级INL为±2LSB，在12位刻度上为488ppm。在5k欧姆负载下，DAC的最坏增益误差为+/-8LSB，转换为12位时的1953ppm。与设计B中的MAX5170一样，MAX5176不指定增益误差温度。这在设计D中不是一个问题，因为它不是在一个温度下校准的低漂移设计，并且在整个工作温度范围内指定了最大DAC增益误差。最后要考虑的是MAX5176的DAC输出噪声，假设其估计的典型峰值可以忽略不计([10(6)×(√10Hz ×)π/2) × 80nV(RMS)/√Hz ×√2]/2.048V) ~ = 0.22ppm)。

与设计B和C一样，4462ppm的最坏情况误差超过3906ppm的目标误差，而2580ppm的RSS误差远低于目标。基于这些数字，设计D被认为是成功的，因为它从RSS的角度满足了需求，并且展示了重要的设计概念。如果需要进一步改进，应首先考虑替代DAC，因为MAX6190是输出低于1.3V(由DAC参考输入的VDD - 1.4V限制引起)和如此低的静态电流(35µA)的最佳低功耗电压参考。

DAC参考电压设计摘要

本文演示了DAC参考电压选择的设计过程，包括以下步骤:

步骤1。电压范围和基准电压测定:电源电压和DAC输出电压范围用于确定可行的参考电压和DAC增益选项。

步骤2。初始参考电压器件选择标准:考虑候选电压参考，重点是参考电压(在步骤1中确定)，初始精度，tempco和参考输出电流。从这些候选设备中选择一个初始设备。

步骤3。最终规格审查和误差预算分析:使用误差预算方法对选定的参考电压和DAC候选器件进行评估，以确定它们是否满足设计的总体精度要求。为了达到设计目标，可能需要在步骤2和步骤3之间进行迭代。

在遵循上述设计过程时，可以方便地以ppm进行误差分析，并了解它与其他系统精度和误差度量的关系(表6)。

表6所示。准确度及误差范围

下表显示了现有的Maxim三端串联参考电压，以及设计过程中使用的规格。导致误差的规格以ppm表示，以简化计算，并允许在电压参考之间进行苹果对苹果的比较。3V及以下(1.2V、1.25V、2.048V、2.5V、3.0V)电压参考如表7所示，3V以上(4.096V、4.5V、5V、10V)电压参考包含在表8的可调参考中。为方便起见，两表中的器件按参考电压组合在一起，并大致按价格递增的顺序列出。

表7所示。Maxim系列参考电压及关键规格(VREF <= 3.0V)

低频
高频
N/S =未指定

表8所示。Maxim系列参考电压及关键规格(VREF >3.0V和Adj)

低频
高频
N/S =未指定

一些参考电压可作为具有不同输出参考电压的一系列部件。重要的是要注意，在给定的系列中，数据表中的某些规格对于输出电压增加的设备可能会变得更糟。然而，当这些规格相对于参考电压来看时，它们可以保持不变，甚至随着电压的增加而提高。一个例子是输出噪声电压，由于放大~1.25V带隙电压需要更高的内部参考增益，因此输出噪声电压通常随着输出电压的增加而增加。虽然噪声电压更高，参考电压也成比例地更高;因此，相对噪声测量，如上表中的PPM结果，大致是恒定的。另一个例子是负载和线路调节规格(分别为µV/µA和µV/V)，它们的绝对值通常随着输出电压的增加而恶化。当相对于参考电压(ppm/µA和ppm/V)观察时，这些规格通常保持不变或实际上随着输出电压的增加而提高。

要点

以下是本文的要点:

• 系统设计人员通常有多个参考电压和DAC增益选择，以满足给定的DAC输出电压范围。

• 考虑所有误差来源，而不仅仅是初始误差(这在某些设计中很重要，但对其他设计并不重要，例如具有增益校准的设计)。

• 参考和DAC时间可能是主要的错误来源。检查实际所需的工作温度范围，因为轻微的降低可以显著减少这些参数的误差贡献。

• 一个常见的权衡是具有严格初始精度的参考的较高价格与产品制造中的修剪成本。

• 在选择不必要的、更昂贵的组件或重新设计具有边际性能的设计之前，仔细检查精度要求以确保它们是正确的。实现高水平的绝对精度通常非常困难(而且昂贵)，特别是在12位及以上。

• 最坏情况或RSS分析可用于量化错误，但最终取决于设计师确定给定设计是否足够准确。

参考文献

1. Pearson, Mark (Maxim)，“仔细比较利弊以正确选择IC电压基准”，电子设计,2000年12月18日
   

2. Kenyon, Roger (Maxim)，《电压参考的快速指南》，版,二零零零年四月十三日
   

3. Miller, Perry和Moore, Doug(德州仪器)，“精密电压参考，”应用程序日志,1999年11月
   

4. 电压参考和数模转换器的产品线页面