PC和电信市场的最新发展现在将电力电子开关频率从线路频率扩展到MHz范围。这一趋势导致了电子开关元件技术的相应增长，例如功率整流器和功率开关。在这些开关频率下，超快功率整流器性能非常重要。它要求二极管具有具有软恢复特性的低恢复电荷和具有快速导通的低正向压降。本应用笔记的目的是讨论影响电路的二极管参数，以便设计可靠的电源。

为了列举二极管参数对电路性能的影响，在本应用说明中考虑了使用MAX1856的反激电路的示例。第一部分简要介绍了这里用作示例的反激电路。第二部分讨论了影响电路中开关瞬态的重要二极管参数、输出二极管缓冲电路的设计以及整流器的导通、开关和反向阻塞对总功耗的贡献。快速整流器的制造商可能会列出第二节中讨论的全部或部分参数。第三节也是最后一节讨论了该电路中四种不同二极管的性能。这表明了一种评估应用电路中不同二极管性能的方法。文章最后对进一步的技术发展所带来的性能改进进行了展望。

MAX1856反激电路

MAX1856用于反激式配置(图1)，从12V输入为用户线路接口卡(SLIC)产生电力。-90V (0.32A)输出用于振铃功能，-30V (0.15A)输出用于通话电池。

MAX1856电流模式PWM控制器使用反相反激配置来产生SLIC电源所需的相对较高的负电压。PWM模式控制器使用固定频率电流模式操作，其中占空比由输入输出电压比和变压器匝数比决定。电流模式反馈回路根据输出误差信号调节电感的峰值电流。MAX1856使用一个低侧外部感测电阻(图1中的R1)来监测峰值电感电流。在接通后，控制器立即空白电流检测电路100ns，以最小化噪声灵敏度。此外，电流检测引脚(CS+)处的滤波器(图1中的R10和C7)增加了噪声抗扰性。这个时间常数应该足够低，以免使电流检测信号失真。通常，最大R10-C7时间常数应小于控制回路正确工作的最小占空比的1/10(th)。参考MAX1856数据表，详细了解该电路的设计过程。

变压器匝比为1:2、2,2(见图1)，二次绕组堆叠。在标称输入电压下，最大占空比为56%。Cooper Electronics CTX03-15220变压器的初级电感约为4µH，漏电感L(LP)为80nH。假设所有初级绕组和次级绕组之间存在理想耦合，则次级泄漏电感L(LS)的最大值约为3µH。

变压器的吞吐能力是工作频率、铁心有效容积和气隙的函数。为了使用EFD20核心(CTX03-15220变压器)获得所需的30W, MAX1856需要在最大频率(500kHz)下工作。如此高的开关频率要求在变压器的二次侧安装高速整流器。它应具有快速恢复和快速导通特性，且正向压降低。非常快的二极管恢复可以产生显著的r和传导噪声。如果感应电压超调超过二极管的击穿电压，也会对二极管造成损坏。然而，非常缓慢的恢复会增加功率损失。整流器在-90V上的0.32A输出必须有高的反向击穿电压，以承受输出电压(90V)加上反射输入电压(6 × 12 = 72V)，在这种情况下为162V。二极管的平均额定电流必须超过最大输出电流。为了选择合适的二极管，必须首先列举整流器的重要特性。

二极管特性和缓冲器设计

本节首先简要讨论整流器的特性，然后是缓冲器设计的指导方针，最后讨论整流器的功耗。

二极管波形和特性

快速整流二极管使用p-i-n结构的一些变化。从传导到阻塞状态的转变需要有限的时间。这被称为二极管的反向恢复时间(t(rr))。这可以进一步分为时间t(a)，在它可以阻断电压之前去除载流子(电流通过二极管反转一小段时间)，以及时间t(b)，在此期间二极管电压以变化率dV(R)/dt变为负值。增加注入，以减少正向电压降，意味着更多的电荷需要从本征区域移除之前，二极管将能够阻挡电压。因此，这将对反向恢复时间产生不利影响。快速恢复整流器制造商通常试图找到这两个要求的最佳权衡。

图2给出了快速恢复整流器的波形和恢复特性的定义。在时间t(a)期间，通过大的反向电流的流动，在本禀区域中存储电荷的去除发生。在这段时间结束时，结变成反向偏置。此时的反向电流定义为峰值反向恢复电流I(RRM)。I(RRM)的值与流过零点的正向电流穿过dI(F)/dt的变化率成正比。

I(RRM) = (dI(F)/dt) × t(a)

然后逆电流在时间t(b)中以dI(R)/dt的速率通过复合而减小。反向回收费用的数额由

Q(RR) = (I(RRM) × t(RR))/2

式中t(rr) = t(a) + t(b)

一些整流器数据表可能定义一个柔软系数S，其中

S = t(a)/t(b)

二极管电压现在以与dI(R)/dt成比例的速率变为负值。在二极管恢复期间，电流的变化将导致反向电压超调，这是由于变压器次级中的寄生电感L(LS)。峰值反向电压V(RRM)由式给出

V(RRM) = L(LS) × dI(R)/dt

如果反向电压峰值过大，则会对开关整流器造成损坏。此外，非常快的变化率将产生显著的辐射和传导噪声。然而，如果变化率太低，那么反向恢复时间将增加，这将增加整流器在从导通到阻塞状态过渡期间的功耗，如下所述(参见整流器功耗)。

阻尼器设计

寄生二极管的自电容C(D)由式给出

C(D) = (I(RRM) × t(rr))/(2 × V(RRM))

这种寄生电容C(D)与变压器次级中的寄生电感L(LS)产生共振，并在电流检测信号和一般应用电路中引起噪声问题。为了抑制这种振铃，可以在图1中二次整流器(D2)的阴极处使用RC缓冲器(缓冲器放置在该整流器处，因为所需的输出功率最大)。缓冲器组件值R5和C10由(见图1)给出。

R5 =√(L (LS) / C (D))和C10 = 3 × C(D)或C10 = 4 × C(D)

整流器功耗

最后，考虑了不同工作模式下整流器的功耗。在开关接通时，能量被积累起来并储存在变压器中。在此期间，整流器处于阻塞状态。阻塞状态下的损失可以表示为

P(r) = i (r) × v (r) × d

其中I(R)是二极管的反向漏电流，V(R)是穿过二极管的反向电压，D是占空比。

在这段时间结束时，开关关闭，能量被转移到输出端。二极管现在开始导电，二极管中耗散的功率为

P(f) = i (f) × v (f) × (1-d)

其中I(F)是二极管的正向电流，V(F)是二极管的正向压降。

在这个周期结束时，二极管关闭并进入阻塞状态。导通到阻塞状态转换过程中的功耗由式给出

P(rec) = V(RRM) × I(RRM) × 0.5 × f × t(b)

其中I(RRM)为反向恢复电流峰值，V(RRM)为反向电压峰值，f为开关频率。

二极管的选择

这里讨论的重点是在0.32A (D2)时-90V二次输出二极管的选择。假设次级电流纹波为0.5A，则需要一个整流器，该整流器的额定正向电流为-90V，输出为0.32A。如前所述，二极管必须能够承受至少162V的反向电压。然而，根据上面的讨论，反向阻断电压能力需要更高一些，以防止反向恢复过程中电压超调造成的损坏。因此，只考虑具有至少200V反向阻断能力的整流器。下表1列出了所考虑的二极管和一些室温(T(C) = 25°C)参数。这些二极管的反向漏电流I(R)为100µA(最坏情况)，因此，当反向电压V(R)为162V时，整流器在阻塞状态下的功耗约为9mW(占空比D=0.55)。同样，表1所考虑的整流器的正向功耗从115mW到180mW不等。

这些二极管在图1的应用电路中使用，没有缓冲器，以便更好地测量所涉及的参数。在所有情况下，最大功率输出约30W的功率转换效率约为79%至80%。下表2给出了四种不同二极管的反向恢复相关参数和输出功率为30W时的效率。

没有缓冲器的噪声会导致波形过度抖动(>4%)。因此，在二次整流器D2处引入RC缓冲器(图1)。选择该缓冲器来抑制寄生谐振，并有助于在反向恢复期间箝制电压过调。根据前一节的讨论，对缓冲器组件R5和C10(假设C10 = 3 × CD)计算出以下值(表3)。

这些值在所有情况下都相当接近。R5 = 150欧姆和C10 = 330pF的缓冲器有效地抑制了振荡。如果缓冲器电阻明显较大，则缓冲器将无法阻尼寄生谐振电路的振荡。如果缓冲电阻明显小于表3中给出的值，那么缓冲电容基本上出现在整流器电容上。电路阻尼不足，谐振频率为f(res1)

F (res1) =√（2π× l (ls) × [c (d) + c10]

抖动被降低到可以忽略的水平(<2%)，在所有情况下使用缓冲器。图3显示了带和不带RC缓冲器的整流二极管D2 (CMR1U-02，见图1)的阴极(参照地)电压波形。

对于所有四种情况，“钳位”V(RRM)和I(RRM)的值、开关参数和效率数字列在表4中。

具有200V额定值的中央半导体二极管CMR1U-02被认为是此应用的最佳选择。这不仅强调了瞬态恢复时间的重要性，而且强调了峰值反向恢复电流和峰值恢复电压的重要性。由于功率在缓冲元件中耗散，效率降低。然而，在电路中加入缓冲器后，系统更加可靠。

综上所述，改进的主要领域是降低变压器的漏感和整流器的反向恢复电容。采用平面变压器可以改善变压器的漏感。在整流器的技术开发领域，GaAs和SiC整流器都不会表现出硅整流器中所见的反向恢复效应，并且非常适合此类应用。然而，这种商用设备的成本太高，不足以证明它们在低成本应用中的使用是合理的，例如这里考虑的SLIC电源。