如何优化或消除D类音频放大器所需的输出滤波器

来源：analog 发布时间：2023-12-07

摘要： 本应用说明探讨输出滤波器对音频D类放大器性能的影响。与传统的AB类放大器相比，MAX4295和MAX4297等开关模式放大器的效率更高。通过了解这些器件的工作原理、调制噪声频谱和它们需要驱动的扬声器负载，可以完全消除输出滤波器，同时保留D类放大器的效率优势。

本文研究了开关模式(D类)音频功率放大器经常需要的输出滤波器。这种滤波器不仅能保持效率，还能抑制由快速输出转换产生的射频干扰。以下每个基于Maxim MAX4295/MAX4297放大器的电路，如果设计人员意识到所涉及的权衡，则可以针对给定应用进行优化。该放大器工作在+2.7V至+5.5V的单电源范围内，它们驱动桥系4欧姆负载，持续功率高达2W，效率超过85%。这种性能使它们成为电池寿命有限的便携式设备的扬声器驱动器。

D类放大器的主要优点是其效率高于AB类放大器。作为实现该效率的最低条件，D类放大器的负载应在开关频率处呈现高阻抗。在典型的输出波形(图1)中，OUT+端子的占空比变化，但其脉冲周期是恒定的(两个波形之间显示的“刻度”表示相等的时间段)。这些脉冲的运行平均值在所示序列上形成一个缓慢上升的电压(虚线)。因为OUT-信号是OUT+的逆，它产生一个缓慢下降的电压。如果负载是扬声器，其中负载连接在+和-端子之间，则可以听到这个缓慢移动的分量，但不能再现高频内容。

图1所示。这些互补的PWM输出由桥式配置中的D类放大器(如MAX4295)产生。这些波形的平均值(虚线)由输出滤波器产生，其损失和失真产生的伪影应保持在最小。

是否使用输出过滤器取决于许多因素。考虑以下情况:MAX4295/MAX4297音频功率放大器包含实现脉宽调制(PWM)的互补输出mosfet。这些器件输出波形的占空比约为50%，输入信号为零，为了保持合理的效率，mosfet应在开关频率处驱动高阻抗。否则，当一个电阻直接连接在输出端而没有其他组件存在时，无论占空比的变化如何，输出级的工作时间几乎是100%。

现在考虑一个扬声器的阻抗图，例如8欧姆， 1.75“锥面换能器，其中MAX4295/MAX4297放大器是合适的驱动器(图2)。扬声器阻抗在音频波段之外上升，但在20KHz以下保持低水平。如前所述，MAX4295/MAX4297输出端子能够直接驱动此负载。实际上，所示扬声器音圈的串联电感(约10µH)允许在没有滤波器的情况下高效运行。然而，这种操作模式有其局限性。

图2。一个小的8欧姆扬声器的阻抗在大部分音频波段保持8欧姆，在400Hz时由于自共振上升到10欧姆以上。集肤效应和音圈电感在更高频率下产生更高的电阻和电抗，导致阻抗上升到10KHz以上，并在1MHz时接近100欧姆。

对于要驱动的特定扬声器，您应该验证开关频率及以上的线圈阻抗，并记住，过长的扬声器引线会增加并联电容负载，从而对效率产生不利影响。扬声器引线和音圈携带的高dv/dt信号可以产生高水平的射频。注意，开关动作会在音圈中耗散少量功率。虽然在500KHz及以上时可以忽略不计，但在计算最大允许扬声器功率时，应考虑在较低频率下。

电阻负载的最小实现

如果负载大部分是电阻性的，或者在高频时看起来是电容性的，那么必须添加其他元件以确保合理的效率。例如，串联电感器在音频频率上向负载传递电流，但在更高频率上提供越来越大的阻抗。

例如，考虑一个由5V电源的MAX4295放大器驱动的8欧姆阻性负载。在计算串联电感值时，我们可以简单地假设，由于电感的3dB滚降点应该放置在音频频带之外，例如在30KHz:

L = 8 / (2Πf)或8 / 2Π (30 × 10³)= 42.4µH

如果我们为D类放大器设置250KHz开关频率，此时输出设备所看到的阻抗主要是由于电感:

X(l) = 2Π ×250 ×10³×42.4 ×10(-6) = 66.7欧姆，

或大于负载阻抗的8倍，因此在开关频率处没有明显的功率损失。

现在我们可以看一下影响电感选择的其他参数。数据表告诉我们，MAX4295从5V电源向8欧姆提供1.2W。因此，电感必须处理约387mA(有效值)(峰值550mA)而不饱和。否则，惩罚是输出波形失真。

因此，我们可以选择J.W. Miller Magnetics(型号PM54-470L)的47µH SM功率电感器。其额定电流为720mA(可处理所需的峰值电流)，其直流电阻0.37欧姆(小于负载的5%)不会造成太大的效率损失。电感器的物理尺寸约为5.8mm x 5.2mm，高度为4.5mm。(相比之下，QSOP封装中的MAX4295尺寸仅为6 x 5mm x 1.5mm。)对于便携式产品来说，这个高度可能是不可接受的，因为PCB上和上面的空间通常是非常宝贵的。

减小电感器轮廓的一种方法是将其安装在PCB的孔或缺口中。对于1.6mm PCB，该方法将电感器在PCB上方的高度降低到2.9mm。另一种方法是增加D级的开关频率。MAX4295/MAX4297放大器允许用户将该频率设置为四个值之一，其中最高为1MHz。更高的频率允许更低的电感值，但是从4/X的频率增加中获得的四分之一值并不一定导致物理尺寸的四分之一。此外，在小尺寸电感器中使用的细导线会产生更高的直流电阻，但应该有一些改进。

在前面的例子中，将开关频率提高四倍(从250KHz到1MHz)，可以将电感值降低四倍(42.4µH/4 = 10.6µH)，同时保持开关频率恒定的阻抗。然而，所需的电流处理和直流电阻不变。选择切换到1MHz对效率几乎没有影响，但它确实会略微降低THD+N性能(详细信息请参见数据表)。它节省板面空间吗?在1MHz时，我们现在可以使用来自Toko的10µH电感器(型号A914BYW-100M)，额定电流为760mA，直流电阻为0.125欧姆。x - y尺寸大致相同，为5mm x 5mm，但PCB上方的高度只有2mm，没有特殊的安装技术。与前面提到的47µH电感相比，该元件的体积仅为47µH电感的一半。

输出滤波器设计

上述示例以最小的复杂性实现了基本操作，但输出器件中的快速切换很少或没有提供RF频谱滤波。从扬声器引线和PCB走线来看，这些能量会引起电磁干扰(EMI)。控制这种有害的电磁干扰效应很重要，原因有二:

放大器在便携式设备中工作，其他射频电路可能会损坏。
放大器工作在射频发射标准测试(如FCC/CE)的产品中。

大多数应用需要对输出进行射频抑制滤波。为此，通过在互补输出上添加一个电容，上述单个电感可以转换为低通滤波器(图3)。然而，R仍然有可能，因为扬声器的OUT引线仍然可以看到完整的开关电压波形。因此，平衡的2极滤波器更有效(图4)。EMI性能大大提高，因为2极滤波器在波形到达任何扬声器引线之前提供低通滤波。接下来，我们考虑这些额外的滤波器元件对PCB面积的影响。

图3。概念上简单的单端2极LC滤波器是通过将电容添加到由最小实现方程指定的电感值来产生的。由于“OUT-”端子在扬声器之前没有滤波，因此该滤波器不能充分降低EMI以满足监管要求。

图4。以额外的元件为代价，平衡的两极滤波器(推荐的方法)在减少电磁干扰排放方面是有效的。每个电感值是图3的一半。(见正文，图5和图6。)

现在需要两个电感，在负载和低电压滤波器的开关频率处具有高阻抗仍然是一个好处。由于两个电感器有效地串联在MOSFET输出之间，因此我们可以将10µH电感值减半并使用两个5µH部件，同时保留MAX4295的1MHz开关频率。从Coilcraft目录中，我们可以选择4.7µH电感器(型号DT1608C-472)，额定电流为1.2A，直流电阻为0.085欧姆。对于这个应用程序，这两个规范都绰绰有余。请注意，由于电感与负载串联，直流电阻的贡献增加了一倍，总共为0.17欧姆。该值仅为负载电阻的~2%，因此对效率影响不大。

现在可以选择电容值来定义滤波器的高频滚降。只考虑一半的差分输出使数学更简单，并允许我们实现一个二阶LCR滤波器，其中R和L是已知的。因此，我们只需要定义C的值(图5)。响应阶跃输入的4%电压超调是可以接受的，因此最平坦的巴特沃斯滤波器是一个合理的选择。使用在其他地方详细介绍的数学(请参阅附录和MAX4295数据表)，C的值为

C = l /(4r²
²)= 4.7 × 10(-6)/(4 ×4²×(0.707)²)= 0.146µF

在哪里
巴特沃斯等于0.707。这个值可以通过一个网络(在数据表中称为%交替平衡2极滤波器%)来实现，该网络在电感上有一个电容器，每个输出端都有一个到地。使用三个0.047µF帽简化了材料清单。然后，每个+和Ð相位的电容为0.141µF(图6)。滤波器的拐角频率为192KHz。电感器在60MHz以下不能自共振，因此滤波器在25年的频率范围内衰减开关噪声(在这一点上，开关能量无论如何都在迅速下降)。MAX4295的上升和下降时间约为30ns。

图5。为了便于分析，采用单端电路对图4中每个半电路的输出进行建模，可以在一定程度上简化数学计算。

图6。这个2极，差模滤波器服务于文本中的例子。电感值4.7µH，电容值0.047µF，扬声器阻抗(R(L))为8欧姆。

为了最大限度地减少损耗，PCB布局应将电感器尽可能靠近MAX4295。电感和电容之间的跟踪也应尽量减少。电容器的物理尺寸(和成本)比电感的问题要小得多。对于所需的0.047µF电容器，可从AVX公司和其他公司获得带有X7R电介质的16V表面贴装0402陶瓷。

如果滤波器优化对应用很重要，则计算应考虑高频负载阻抗。通过对电容ESR以及电感的直流电阻和自谐振行为进行建模，可以获得进一步的精度。

结果

图5的2极滤波器用Coilcraft DT1608C-472电感器进行了测试，驱动了一个8欧姆MAX4297评估套件的一个通道电阻负载，开关频率为1MHz。在四个不同的频率上施加2V正弦波来计算效率:

**表1。测量效率**
输入频率(赫兹)	效率（%）
1	74.9
5	84.3
10	86.3
15	86.7

这些结果表明，D类器件可以实现高效率，远远高于传统的AB类放大器。图7显示了在22Hz-22KHz带宽上测量的THD+N与频率的关系，在1KHz时输出功率设置为0.7W。失真(THD+N)在三个不同的频率(1KHz, 5KHz和10KHz)下测量，同时改变输出功率，使用音频精密系统1(图8)。测量带宽为22Hz至22KHz。所显示的结果与数据表大致一致，失真在大部分范围内主导噪声。在0.7W的输出功率水平下，所有频率的失真都保持在1%以下。