介绍

相关双采样是一个常用的术语，指的是每隔一个样本交替施加激励，并执行一个数学函数来平均符号相反的成对样本。样品的极性与外加激发的极性有关。该方案的优点是可以消除惠斯通电桥、放大器和转换器中任何固定的直流误差分量，因为这些分量相对于信号的极性是交替的。偏置电压和电流，不同金属连接处的热电偶电压和1/f噪声的低频成分几乎被消除。相关双采样已用于高端称重秤应用多年。

低噪声双极放大器似乎是低源阻抗应用(如测压元件或应变计传感)的前置放大器的明显选择，但它们的使用需要特殊技术。许多年前，电桥电路的交流励磁是标准，因为真空管或早期晶体管放大器的直流精度根本不够。廉价、高精度运算放大器的出现在很大程度上消除了使用交流励磁的做法。将预放大置于24位得尔塔 西格马转换器(如LTC2410或LTC2411)前面，现在揭示了精密运算放大器的局限性。这些限制中最严重的是偏置电压漂移，1/f噪声和热电偶电压，在湍流气流存在时，产生噪声。

使用相关双采样，交流励磁的近亲，规避了与使用低噪声双极放大器相关的大多数问题，但通常会变得复杂，或者很容易妥协到不值得使用的程度。

图1中的电路显示了用LTC2411差分输入24位得尔塔 西格马转换器实现相关双采样的简单方法。LTC2411的优点是能够将超出基准定义范围的输入电压数字化，从而提供一种简单的方法来实现相关双采样的比率示例。

使用双极运放作为前置放大器会引入1/f噪声、偏置电压漂移、输入偏置电流、增益误差和非线性。此外，双极放大器在开关电容采样转换器中常见的转换尖峰存在时表现出包络检测。双极放大器还产生外部RFI的包络检测，将变化的RFI包络转换为不稳定的直流偏置。

扩展这些转换器前端的灵敏度，可以发挥热电偶电压作为湍流气流噪声源的影响。结对之间的温度梯度可以产生数十到数百μ V/°C。

相关双采样降低了缓慢变化的误差分量的影响;因此，热挡板或封装将有效地消除热电偶电压。然而，射频干扰可能突然变化，因此在双极运放的输入端使用RFI抑制在这些电平是必要的。图1中的C3和C4提供RFI抑制，以及抑制桥换相期间的瞬态电压。

前置放大器电路的最大实际增益受增益精度/稳定性要求的限制，因为闭环增益大约是放大器开环增益和闭环增益的乘积/和。增益稳定性由开环增益随温度和电源电压的变化决定。线性度也会受到影响，因为开环增益会随着输出摆幅的变化而变化。因此，在较高的闭环增益下，对开环增益变化的灵敏度更高。

如果运放的最小开环增益为一百万(120dB)，则以百万分之一(ppm)为单位的增益误差恰好与闭环增益大致相同。例如，相对于理想情况，10的闭环增益将具有约10ppm的误差，500的闭环增益将具有约500ppm的增益误差。

一个实际的实现

图1中的电路使用了一个双极放大器(LT1219 -U1和U2)，它既没有最低的噪声，也没有最高的增益。但是，它确实有一个可以有效抑制转换尖峰的输出级。LT1219是一款C(LOAD) 稳定放大器，根据设计，需要至少0.1µF输出电容才能保持稳定。输出端(C1和C2)的0.1µF陶瓷电容器的放置和布线应尽量减少引线电感，否则其在防止输入级包络检测方面的有效性将会降低。另外，几个较小的电容器可以放置，使引线电感进一步降低。这是一个考虑因素，因为转换尖峰的频率内容扩展到50MHz或更高。大多数运算放大器的输出阻抗随着频率的增加而急剧增加，但LT1219的有效输出阻抗仍然很低，这是由ESR和10MHz以上电容的电感决定的。保持在其他双极放大器输出端的转换尖峰通过反馈网络，并经常超速驱动放大器的输入，产生包络检测。

LT1219的宽带噪声级为33nV/√赫兹，似乎比最低噪音放大器噪音要大得多。然而，在1/f角以下的区域，没有被相关的双采样很好地抑制，平均噪声密度与许多低噪声放大器的噪声密度相似。如果放大器在约1500Hz以下滚下，总噪声带宽由转换器的sinc(4)滤波器在约12Hz处决定。相关双重抽样的使用涉及对偶数个样本进行平均;因此，在这种情况下，将对两个样本进行平均，得到输入参考噪声电平约为100nV(RMS)。

放大器带宽可以扩展到5kHz或更高，而不会显著改变总噪声带宽，只要放大器增益在LTC2411中采样频率的第一个倍数之前下降6dB。

LT1219具有关闭功能，也可用于将几个类似性质的通道多路复用到LTC2411中，而性能几乎不受影响。有关此功能的信息，请参阅LT1219数据表。

示例电路在h桥驱动方案中使用两个廉价的MMBD2907 PNP晶体管作为高侧激励开关，并使用双MOSFET (Si9802DY) Q1作为低侧开关。电桥励磁电流通过R1 (61.9欧姆精密电阻)检测。使用具有低栅极到体漏的MOSFET允许电流通过电桥通过感测电阻，而不会产生与栅极驱动相关的显着误差。

电平移位晶体管Q4和Q5不需要5V操作。如果包括它们，它们允许更高的激励电压，达到桥的最大推荐值。

如图所示，如果使用10V电源，桥的激励电压为8.5V，桥的输出高于ADC的供电轨道。这些放大器(U1和U2)也用于产生电平移位，使输出在转换器的输入范围内。为了产生良好的CMRR，这种仪表放大器拓扑不需要良好匹配的电阻。然而，R2的使用要求R3和R6匹配良好，因为共模增益约为-12dB。如果电桥由四个相等的350欧姆电阻器组成，则与R3和R6失配相关的差分分量在激励的任何极性下几乎都是恒定的，并且与偏移一样，由于相关的双采样，其贡献被抵消。注意，如果需要增益稳定性，R3-R6必须是低TC电阻。如果电桥具有比电阻元件本身的温度系数更重要的温度特性，则可以使用热敏电阻修改R1的有效值，或者如果测量温度，则可以通过DAC修改。

虽然这个例子使用10V的激励和10V的放大器电源，组件被选择为允许5V的操作。如果不要求5V工作，这种方法也可以与低噪声放大器(如LT1124)一起使用，这需要更高的电源电压。LT1124不能承受C3和C4的容性负载，必须用33欧姆和1µF串联接地的缓冲电路代替。有关在此电路中使用其他放大器的建议，请咨询工厂。LT1124可实现的噪声性能约为45nV(RMS)。

结论

上面的例子只是LTC2411在相关双采样方案中使用的众多方法之一。这是一个简单的例子，但能够产生令人印象深刻的结果，尽管必须理解通过电桥感应电流而不是通过电桥感应电压的含义。虽然它不像传统的直流励磁方案那样对温度变化敏感，但成功与否取决于仔细的构造。R1非常关键。我们实验室的原型可以在350磅的天平上分辨出1便士(2.5克)的重量，换句话说，在灵敏度为1.5mV/V的称重传感器上，可以分辨出14万分之一的分量。