从便携式系统设计的角度分析噪声，有助于在电源设计中做出适当的取舍。

射频通信计算机和其他新的移动系统可以作为不必要的噪音和电磁干扰的便携式发生器，从而阻碍了它们自己的市场接受度。看看纽约拉瓜迪亚机场(La Guardia Airport)险些发生的灾难吧，笔记本电脑产生的电磁干扰可能导致了一架客机着陆系统的故障。或者，想想第一台DOS掌上电脑，它因开关调节器的噪音而振动得如此之大，以至于电脑可以直接从桌子上“走”下来。

电源噪声的问题很少像这些情况那样引人注目。相反，系统设计人员通常在研发阶段解决问题;终端用户间接地(如果有的话)认为问题只是产品推出的延迟。

对于便携式系统来说，噪声特别有趣，因为电源通常是定制的设计，由负责逻辑板、电路和其他子系统的同一个团队创建。因此，对于便携式系统，您不能仅仅将电源作为保证最大输出噪声水平规格的黑匣子。

用于GaAs MESFET的门偏置发生器提供了电源中低噪声要求的一个很好的例子。典型的GaAs发射机在共源配置中使用耗尽模式MESFET，因此栅极需要负偏置电压。该电压上的任何噪声与RF信号混合并产生不希望的互调产物，这反过来又在RF载波上产生不希望的AM边带。如果AM频段落在RF通道内，则无法滤波，因此必须首先指定一个干净的直流偏置电压。

噪音的种类

便携式系统中的噪声有几种形式。主要类型有输入型、输出型、栅格型和传声器型。输入噪声一般包括反射纹波，其中开关电源的输入电流噪声与原始电源电压的源阻抗相互作用。与任何射频噪声相结合，这些噪声可以由高速逻辑诱导并通过电源耦合回输入端，由此产生的干扰可以污染交流线路和电池电压。

输出噪声是电压噪声，它可能会干扰对噪声敏感的负载，例如Creative Labs的SoundBlaster音频电子设备。噪声可以是电磁的，也可以是静电的，通常产生于磁性元件，如变压器和电感器、开关和整流器，或电压波动大、快的开关节点。

麦克风噪声是可听到的声音，通常是低频开关波形激发线圈绕组，使它们机械地相互振动。通常可以通过提高最小频率或在绕组上涂清漆来解决这个问题。

便携式系统中最严重的噪声产生器几乎从来不是电源本身。从电源设计者的角度来看，一台笔记本电脑，例如，包括电池、电力电子设备和许多相对不重要的负载，如CPU、RAM和I/O。从这个以功率为中心的观点来看，CPU是一个产生大量噪音和EMI的大热源。

将电磁干扰嗅探器指向一个典型的便携式设备，通常会发现系统时钟是最坏的噪声信号，而电源噪声相对要低得多。这种相对重要性也适用于传导噪声;在时钟型cmos逻辑系统中，由动态负载变化引起的开关噪声在电源轨上产生的电压噪声通常比开关本身产生的电压噪声要大得多。启停时钟操作，使电源具有残酷的50A/msec负载瞬变，产生特别麻烦的电压噪声。

当负载在供电轨道上引起噪音时，谁该负责?逻辑设计人员可以很容易地指责电源设计人员说:“如果可怜的电源有更低的输出阻抗，我所有的逻辑噪声都会分流到地，每个人都会很高兴。”关键是负载引起的噪声是一个系统设计问题。为了确保每个人都满意，包括采购部门，逻辑和电源设计人员必须合作。

启停时钟操作说明了这种合作的必要性。通常的强力处理Ldi/dt尖峰(由大负载瞬变引起)的方法是昂贵的:在负载上连接低阻抗旁路电容器，使瞬变在到达电源时更小、更慢。这种方法有效，但其他方法可能更具成本效益和空间效率。

例如，如果直流输出容差更严格，例如±2%而不是±5%，那么Ldi/dt下降和超调不必使V(OUT)超出逻辑可以容忍的限制。换句话说，电压基准上更严格的公差可以通过减小滤波电容器的尺寸和成本来改善系统。

拓扑结构的权衡

开关电源的拓扑结构，开关和储能元件之间的连接结构，对输出噪声有很大的影响。对于便携式系统，电池输入电源的拓扑选择通常是五种基本类型中的一种:降压(降压)、升压(升压)、降压-升压、反激式或Royer。

简单和高效是buck和boost拓扑在便携式系统中非常常见的原因。降压和升压配置几乎是彼此的镜像，这使得它们在说明DC/DC转换器中的噪声问题时非常有用。Buck和boost拓扑是密切相关的。如果你在输出端连接一个电压源，在输入端连接一个负载电阻，一个带同步整流器的降压调节器就会作为升压转换器反向工作，并使电压上升。

开关模式调节器中的功率电感有时可以作为开关动作产生的斩波电流波形的滤波器。对于降压电路，电感将电流滤入输出滤波电容器。对于升压电路，电感器滤波来自输入滤波电容的电流。因此，降压稳压器具有相对安静的输出，升压稳压器具有相对安静的输入(图1)。这两种拓扑结构是对偶的，因为其中一种是另一种的倒数。通过选择给定应用的电池电压(低vs高)，您可以选择在更敏感的位置最小化噪声的电路拓扑。

如果系统具有噪声敏感负载，则输出噪声比输入噪声更重要。对于这样的系统，buck转换器的应用可以获得良好的电感电流波形。由于缺乏尖锐的电流阶跃，这些波形不会产生高频输出噪声尖峰。其他一些开关稳压器拓扑结构确实会产生这些尖峰，因为波形与电容器的迹线电感和有效串联电感(ESL)相互作用。降压转换器输出的任何“散列”噪声(非常高频的噪声尖峰)可能只是示波器探头的接地引线通过拾取EMI产生的幻像噪声。交换节点的杂散电容引入了二阶效应，也会导致输出散列，但这种效应通常是难以察觉的。

在你安装一个示波器探头之前，在测量点不存在伪噪声;但这种噪音值得关注，因为电磁干扰可以像进入探针的地线一样容易进入敏感电路。可以通过减缓开关波形的上升和下降时间以及降低携带大量开关电流的路径的电感来降低对电磁干扰的敏感性。然而，为了完全消除幽灵噪声，你必须用钢或金属来屏蔽敏感电路，而不是用铜。

在深度连续导通模式下操作降压变换器，在这种模式下，电感电流在每个开关周期内不会归零，通过降低纹波电流的幅值进一步降低了输出噪声。你通过增加电感值来获得连续的导通。因此，代价包括更大的电感，由于更多绕组的I2R损耗而降低效率，以及由于更大的电感的电流转换率较低而对负载瞬态的响应较慢。

斩波电流波形产生噪声

升压变换器的输出电容受到等于整个电感电流峰值的突然电流阶跃，而不仅仅是纹波分量，因为整流二极管切断电感电流。当这些高振幅快速移动的电流转换与输出电容的ESL和等效串联电阻(ESR)相互作用时，会产生一些噪声。除了ESR引起的大电压阶跃外，ESL还在开关波形的前缘和后缘引起微小的高频散列尖峰。

您可以很容易地抑制这些高频尖峰，其振幅通常达到数百毫伏，在供电线上使用简单的RC滤波器，例如串联0.1(欧姆)电阻和0.1µF陶瓷电容到地。通常，连接电源和负载的导线的寄生电感足以抑制这些散列峰值。

没有被输入滤波电容抑制的输入电流噪声(由于与输入电容相关的ESR和ESL过大)返回到电池和交流适配器。同样的噪音会污染与电池相连的其他负载。如果噪音导致电池线或交流适配器电缆充当天线，则产生的EMI可能违反FCC规定。

buck拓扑调节器中的输入滤波电容器受到大电流阶跃的影响;在升压电路中，电容器的电流包括平缓的斜坡。与升压情况下的三角波相比，降压稳压器的斩波方波输入电流具有高初始幅度，并且包含可能导致RFI的高频成分。傅里叶分析表明，方波谐波每10年衰减20dB，而三角波谐波每10年衰减40dB。不幸的是，其他两种常用的便携式系统拓扑，降压升压和反激，在输入和输出都有斩纹波波形。

输出滤波电容中的寄生电感和电阻是开关模式稳压器输出电压噪声的主要原因。输出噪声的第二个原因是该电容的有限值。电流脉冲，要么是调节器注入的脉冲，要么是负载中的数字开关噪声诱导的脉冲，与电容器的ESR和ESL相互作用，产生电压阶跃和尖峰(图2)。

ESR引起的噪声遵循欧姆定律:峰对峰噪声等于ESR乘以电流脉冲幅度。ESL诱导噪声的幅度与ESL和电流脉冲边缘变化率的乘积成正比。例如，如果将一个上升时间为20nsec的1A脉冲注入到一个ESL通常为4nH的钽电容器中，结果是一个4nHx(1A/20nsec) = 200mV的尖锐Ldi/dt尖峰。

开关噪声还具有电容性成分，可引起盛开效应:快速旋转的电感电流转储到输出，然后在开关周期的后半段以RC方式衰减，因为输出电容放电到负载中。每个周期倾倒的电荷量和滤波器的容量决定了电容绽放和衰减的量。这种电容纹波通常不如ESR和ESL效应明显，因为对于给定的ESR和ESL水平，典型的电解和钽电源电容器具有相对较大的电容。

换句话说，在开关频率处，控制电容器交流阻抗的是电阻和电感，而不是电容。然而，随着设计人员开始采用500kHz及更高的开关频率，并因此转向陶瓷滤波电容器，这一规则正在发生变化。与铝电解电容器和钽电容器相比，在给定的成本和尺寸下，陶瓷电容器具有较小的电容。此外，在给定相同电量的情况下，减小电容会导致更大的电压变化。

作为终极降噪器，许多设计人员在他们的工具箱中保留了一个怪物电容器，例如三洋OS-CON 2200µF，有机半导体，固体铝器件(约5m(欧姆)ESR)，或用于高频工作的100µF多层陶瓷电容器。这些专用电容器的超低ESR和ESL比其大电容更能消除噪音。相比之下，220µF, 10V AVX TPS表面贴装钽电容器具有约60m(欧姆)的ESR和4nH ESL，而1µF单片陶瓷电容器具有约10m(欧姆)的ESR和100pH ESL。

除了滤波电容的缺陷外，开关稳压器输出噪声的主要原因是电路拓扑结构和工作点。电感、输入和输出电压之比以及开关频率的净效应决定了被倾倒到输出端的电流脉冲的幅度和形状。

开关模式稳压器的控制回路通常对稳压器的输出噪声只有次要影响。例如，电流型PWM控制具有与占空比(电压型)PWM非常相似的噪声特性。这条规则确实有一些明显的例外。在简单的滞后反馈回路中，输出波纹在两个比较器阈值电压之间，而在跳脉冲脉冲调频(PFM)调节器中，开关频率是负载电流的函数。

不稳定的控制回路也会导致输出噪声的增加。例如，电流型PWM调节器具有不适当的斜率补偿，其峰值电流超过正常水平的阶梯电感电流波形，由操作条件决定。这些峰值电流然后流过输出电容ESR，造成高水平的纹波电压。

在示波器上观察开关稳压器的输出噪声波形可以揭示很多关于稳压器工作的信息。ESR的影响通常大于输出噪声，因此电压纹波反映了电感-电流波形。通过实践，您可以识别工作参数，例如占空比，电感饱和，不连续操作和电流模式内环不稳定性，而无需连接电流探头或与电感或变压器串联插入电流检测电阻。

脉冲跳频PFM与PWM控制方案

虽然由于PFM的轻载效率超过PWM, PFM控制在电池供电的设备中变得普遍，但实际的PFM操作鲜为人知(图3,a和b)。PFM值得研究，因为该方案展示了一些关于稳定性和频域效应的重要问题。

固定频率PWM(图3、c和d)提供了所有控制体系结构中最稳定和可预测的噪声性能。您可以选择开关频率及其谐波，使音频频带或选定的射频频带保持无开关噪声。对于要求苛刻的应用，您可以通过将PWM控制器同步到外部时钟来消除振荡器频率中的误差和漂移。并非所有PWM架构都有固定的频率;滞回和恒定关断时间结构是可变频率类型。

变频PFM很流行，因为它延长了待机和挂起模式下的电池寿命。在轻负载下，PFM系统通过在非常低的频率下开关，将开关损耗降至最低。这些低频率导致开关噪声浸入音频波段。这种低频噪声是不受欢迎的，因为低频滤波器需要大型和昂贵的LC组件。

此外，一些设计师不喜欢PFM转换器，因为这些转换器的反馈回路本质上是不稳定的。这一点引起了一些有趣的考虑，例如稳定性和噪声之间的关系。你必须问，不稳定的变换器是否比稳定的变换器固有地噪音更大。你还必须定义稳定性。稳定性的一些标准是增益/相位图上的50°裕度，示波器可以轻松触发的干净和规则的开关波形，以及当您将电源电压置于大型线路和负载瞬态时，不会超调或超过允许的输出容限的V(OUT)。PFM或迟滞- pwm调节器可以满足所有这些常见标准，但仍然不稳定，但不稳定并不一定是一个问题，除非在最苛刻的应用中。

从最严格的意义上说，你必须把一个除了频域以外在任何地方都稳定的电源看作是不稳定的。这种对稳定性的严格定义对音频和射频设计人员非常有用，因为他们必须与电源运行的传导和额定副产品一起工作。这些副产物包括基频开关频率倍数处的噪声谐波。例如，如果负载变化使PFM电源的可变开关频率使次谐波落在455kHz中频频段内，射频调制解调器设计者就会不高兴。

PFM变换器和其他不稳定变换器在幅值和频率上都比稳定变换器噪声大。造成这种高噪声的原因取决于变换器的设计和问题。例如，PFM变换器在每个开关周期开始时向输出输出输出一定量的电流。因此，即使在轻负载情况下，输出电容也会受到大振幅电流脉冲的冲击。通过添加另一个滤波电容，可以很容易地抑制产生的噪声幅度，通常比PWM转换器高25%到100%。另一方面，PWM变换器不允许电感电流峰值接近电流限制阈值，除非出现过载或其他故障。相反，PWM转换器的连续可变占空比使峰值电流徘徊在与负载电流成比例的某个中间电平附近。

PFM在频域上不如PWM。然而，您通常可以选择元件值，迫使PFM转换器在最小负载条件下工作在音频频带以上(图4)。例如，通过调整一次拍摄的定时电容来减少PFM稳压器的最大导通时间，可以提高最小开关频率。这种方法的唯一缺点是由于更高的开关损耗而导致效率略有下降。

输出噪声与频率关系

脉冲跳频PFM调节器产生的额外噪音通常是无关紧要的，除非在要求很高的应用场合，比如紧凑的蜂窝电话或18位立体声适配器。笔记本电脑和其他主要的数字系统对电源纹波的容忍度很高。此外，在便携式系统的典型功率水平下，峰值电流是良性的，因此产生的噪音很少令人头痛。

从FCC/VDE认证的角度来看，PFM稳压器的随机可变频谱优于PWM稳压器的固定开关频率。美国联邦通信委员会(FCC)在特定频段内寻找高于一定水平的噪声。固定频率的PWM变换器在开关频率及其谐波处产生噪声峰值，但PFM变换器的随机噪声通常在更宽的频率范围内传播。

根据负载电流的不同，最近的电池供电开关稳压器可以作为固定频率PWM转换器或脉冲跳频PFM转换器工作。图5中的IC1就是这样一个例子，它将这个概念进一步推进了一步。该IC提供了一个噪声抑制控制输入，SKIP，它覆盖了正常的，在PFM和PWM模式之间自动切换。相反，SKIP强制执行固定频率的操作，而不管负载如何。因此，当激活噪声敏感负载(如射频发射机)时，系统必须将SKIP拉低。

这篇文章的类似版本出现在1996年1月18日的EDN上。