LT1676和LT1776是Linear Technology针对高效率降压开关稳压器应用的最新产品。这两个部分是引脚对引脚兼容的，在操作上几乎相同，唯一的区别是它们的内部振荡器频率- LT1676为100khz，而LT1776为200kHz。它们以固定频率模式工作(例如，与恒定的off-time或on-time相反)，并且可以在外部同步到更高的开关频率。

内部输出开关的额定峰值电流为700mA，通常可容纳高达500mA的直流输出电流。输入电压范围7.4V ~ 60V。在这个输入电压范围的上半部分保持可接受的效率需要非常快的输出开关边缘速率。LT1676/LT1776包含专门的输出电路来提供这种性能。此外，它们还包含监控输出负载水平的电路，并在输出负载较轻时降低长边开关速率(导通)。这种安排有助于避免轻负载下的脉冲跳变，以及由此产生的次谐波行为。

支持真电流模式操作，具有开关稳压器操作的所有众所周知的优点。关断引脚实现了一对功能。将其拉到接近地面的地方，几乎完全关闭该部分，并将静态电流降低到几十微安。第二个关闭引脚功能在大约1.25V的阈值下起作用。低于此电平，除输出开关动作被抑制外，部件正常工作。这允许实现由例如外部电阻分压器设置的欠压锁定功能。LT1676/LT1776有8引脚SO和PDIP两种封装。

操作理论

LT1676/LT1776是针对高输入电压、低输出电压降压拓扑结构下的高效率工作而优化的电流模式开关稳压器ic。图1中的框图显示了系统的总体视图。其中几个模块很简单，与传统设计中的模块类似，包括内部偏置调节器、振荡器和反馈放大器。该新颖部分包括精心设计的输出开关部分和提供开关部分所需的控制信号的逻辑部分。

LT1676/LT1776的工作原理与传统的电流模式开关基本相同，主要区别在于它们的专用输出开关部分。由于篇幅限制，本讨论将不再重申当前模式切换器/控制器和降压拓扑的基础知识。关于这些主题的一个很好的信息来源是线性技术应用说明19。

从高输入电压以高效率提供低输出电压的一个经典问题是，最小化交流开关损耗需要在输出器件处非常快的电压(dV/dt)和电流(dI/dt)转换。尽管在具有成本效益的双极IC工艺实施中，缓慢的横向pnp必须包含在开关信号路径中。

横向PNP Q3驱动Q1和Q2的达灵顿排列，提供了快速、正向的回转速率作用。从Q2获得的额外β大大降低了Q3的驱动要求。尽管出于动态原因，这种拓扑结构本身会产生很大的直流正向压降。第二个横向PNP, Q4，直接作用于Q1的基础上，以减少旋转阶段发生后的电压降。为了实现期望的高转换率，PNPs Q3和Q4通过BOOST信号控制的电流源“强制馈送”电荷包。

请参考图2a的时序图。一个典型的振荡器周期如下:逻辑部分首先产生一个SWDR信号，该信号给电流比较器上电并允许它有时间稳定下来。大约1µs后，SWON信号被断言，BOOST信号被脉冲几百纳秒。经过短暂的延迟后，V(SW)引脚迅速回转到V(IN)。随后，在达到由控制电压V(C)指示的峰值开关电流(电流模式控制)后，SWON和SWDR信号被关断，SWOFF被脉冲处理几百纳秒。使用显式关断装置(Q5)可改善关断响应时间，从而有助于可控性和效率。

前面描述的系统处理重负载(连续模式)效率很高，但实际上对轻负载起反作用。干扰电荷进入PNP基的方法使得它们难以快速关闭，并且在不连续模式下实现轻负载所需的非常短的开关接通时间。此外，高边缘dV/dt率对轻载可控性也有类似的不利影响。

解决方案是采用“升压比较器”，其输入是V(C)控制电压和固定的内部阈值参考V(TH)。(请记住，在电流模式开关拓扑中，V(C)电压决定了峰值开关电流。)当V(C)信号高于V(TH)时，执行前面描述的“高dV/dt”动作。当V(C)信号低于V(TH)时，BOOST脉冲不存在，如图2b所示。现在由SWON信号激活的直流电流单独驱动Q4，这个晶体管自己驱动Q1。由于没有BOOST脉冲，再加上没有第二个NPN驱动器，导致摆压率低得多，这有助于轻负载的可控性。

专门的偏置调节器电路提供了对整体效率的进一步帮助，该电路具有一对输入，V(IN)和V(CC)。V(CC)引脚通常连接到开关电源输出。在启动状态下，LT1676/LT1776直接从V(IN)供电。然而，在开关电源输出电压达到约2.9V后，偏置稳压器使用该电源作为其输入。没有这种配置的上一代降压控制器ic在高输入电压下工作时通常需要数百毫瓦的静态功率。这既降低了效率，又由于内部加热限制了可用的输出电流。

在LT1676和LT1776之间选择

如前所述，LT1676和LT1776器件是引脚对引脚兼容的，实际上几乎完全相同。唯一真正的区别是它们的内部振荡器频率，名义上LT1676为100kHz, LT1776为200kHz。用户必须决定哪个版本最适合他或她的特定应用程序。一般来说，LT1776是受欢迎的，因为它的高开关频率允许一个更低的值，可能物理上更小，更便宜的电感。然而，LT1776较高的开关频率增加了交流开关损耗，对效率和内部功耗产生不利影响。事实上，高输入电压和输出电流的某些组合可能会产生不可接受的内部功耗和由此产生的热上升。在这些情况下，LT1676较慢的开关频率可能产生可接受的工作。(LT1776数据表中可以找到对输入电压与工作频率考虑因素的更彻底的处理。)

应用程序

最小组件计数应用程序

图3a显示了使用LT1676的基本“最小组件计数”应用程序。该电路在高达500mA I(OUT)时产生5.0V，输入电压范围为12V至48V。典型的P(OUT/)P(IN)效率如图3b所示。在零外部负载下，没有脉冲跳变。(V(CC)引脚产生的几毫安作为足够的预载。)如图所示，SHDN和SYNC引脚是未使用的，但是可以根据需要选择由外部信号驱动。

最小的PC板面积应用

前面的应用示例使用LT1676同时演示了最大输入电压和输出电流的能力。因此，输入旁路电容器选择高频铝电解型，额定为63V。此外，LT1676的100kHz开关速率需要约220µH的电感。选择DO3316器件尺寸以支持输出电流要求。然而，这两个组件在物理上都很大。

图4a中的应用示例显示了一个物理上比以前最小元件数应用小得多的电路。LT1776的标称200kHz开关频率允许使用物理上更小的68µH电感器- Coilcraft DO1608C-683。这个电感将支持输出电流到400mA在5V。但是，该部件不能承受对地的无限短路。(几秒或更短的短暂短暂仍然是可以容忍的。)此外，先前V(IN)上笨重的铝电解电容器已被紧凑的35v额定钽类型所取代。结果是一个邮票大小的电路，其效率如图4b所示。

突发模式应用

最小元件数应用表明，电源效率随着输出负载电流的降低而降低。这并不奇怪，因为LT1676本身表示固定的功率开销。提高轻载效率的一种可能方法是使用突发模式 操作。

图5a所示为配置为突发模式的LT1676。输出电压调节现在通过LTC1440比较器U2以“bang-bang”数字方式提供。电阻分压器R4/R5提供输出电压的缩放版本，与U2的内部参考进行比较。有意迟滞由R6/R7分频器设定。当输出电压低于调节范围时，LT1676导通。输出电压上升，当它上升到调节范围以上时，LT1676关闭。效率最大化，因为LT1676只有在提供大输出电流时才上电。图5b显示，当负载电流为10mA时，效率通常保持在75%或更高。即使在负载电流为2mA时，效率仍然是可观的65%至75%(取决于V(IN))。

电阻分压器R1/R2仍然存在，但不直接影响输出电压。选择它是为了确保LT1676在整个电压调节范围内提供高输出电流。它的存在也需要保持适当的短路保护。晶体管Q1和Q2与电阻R7形成高V(IN)、低静态电流稳压器，为U2供电。

电池充电器应用

图6a显示了配置为恒流/恒压电池充电器的LT1776。LT1620轨对轨电流检测放大器(U2)监测电流检测电阻R4上的差分电压。由于这等于并超过R5/R6分压器中电阻R5上的电压，LT1620通过在其I(OUT)引脚处下沉电流来响应。它连接到LT1776的V(C)控制节点，因此可以减少传递给负载的功率。整体恒流/恒压性能如图6b所示。

目标电压和电流限制是独立可编程的。输出电压为7.2V，对应3节铅酸电池的充电电压，由R1/R2分压器和LT1776的内标设定。输出电流，目前200mA，由电流检测电阻R4和R5/R6分压器设定。(还有一款16引脚版本的LT1620实现了周期结束检测。这对于实现铅酸电池的“顶部关闭”充电器行为或类似的是有用的。有关更多信息，请参阅LT1620数据表。)

如图所示的电路可容纳11V至30V的输入电压范围。输入电压上限30V不是由LT1776决定的，而是由LT1121-5稳压器(U3)决定的。(LT1620要求稳压5V。)选择该调节器是因为其微功率行为，这有助于保持良好的整体效率。然而，基本目录部分只额定到30V。例如，工业标准LM317的替代将允许输入电压扩展到40V(或更高的HV版本)，但其更大的静态电流损耗降低了效率。

双输出SEPIC转换器

所有以前的应用提供一个单一的正输出电压。现实世界中的情况通常需要双电源电压。SEPIC拓扑(单端初级电感转换器)提供了一种经济有效的方法，同时产生负电压与一块磁。图7中的电路使用LT1776产生正5V和负5V。所示的两个电感实际上只是标准线圈电感上的两个绕组。电容C3创建SEPIC拓扑，改善了L1的调节并降低了纹波电流。

对于最佳的负电源电压调节，该输出应具有至少为最大正负载的1%的预负载。两个输出的总可用电流限制为500mA。最大负电源电流受到正5V负载的限制。典型的极限是正电流的一半，但更精确的计算包括输入电压。有关此拓扑的详细信息，请参见线性技术设计说明100。

正到负转换器

前面的例子使用双电感产生一对输出电压，一个是正电压，另一个是负电压。图8所示的正负转换器拓扑仅使用一个普通电感，就能从一个正输入电压产生一个负输出电压。拓扑结构与原来的降压布置有些相似，但电感接地，LT1776接地现在指的是负输出电压。请注意，集成电路现在必须额定输入电压的最坏情况和加上输出电压的绝对值。LT1676/LT1776部件相对较高的输入电压额定值以及在这种条件下的良好效率使其成为实现该拓扑的绝佳选择。如图所示的电路将10V到28V范围内的输入电压转换为-5V输出。在最坏电压(IN)为10V时，可用输出电流为300mA。

用户在修改此电路用于其他应用时应谨慎。正负拓扑不像降压拓扑那样简单。它实际上更像一个反激拓扑，因为电流以离散脉冲的形式传递到输出端。输出电容必须在至少一部分开关周期内提供整个负载电流，因此输出电容纹波电流额定值和ESR可能是一个问题。最大可用输出电流通常是输入电压的强烈函数。支持低V(IN)- V(OUT)比率可能需要额外的组件来维持控制回路的稳定性。关于这种拓扑结构及其行为的详细理论分析可以在线性技术应用笔记44中找到。

结论

LT1676和LT1776在高输入电压/低输出电压开关稳压器应用中提供卓越的效率。LT1776的8引脚SO封装和200kHz开关速率在实施紧凑型电源解决方案时特别有用。这些设备天生具有在轻负载下避免脉冲跳变的能力，加上可选的同步功能，有助于控制开关产生的噪声的频谱。