第一部分(对话30-3)介绍了电流反馈(CF)运算放大器的基本操作。第二部分将讨论有关常见应用程序的常见问题。

问:我现在对电流反馈运放的工作原理有了更好的理解，但在电路中应用它时，我仍然感到困惑。低反相输入阻抗是否意味着我不能使用反相增益配置?

A.请记住，反相操作模式的工作原理是由于在反相输入处创建的低阻抗节点。电压反馈(VF)放大器的和结在反馈回路稳定后具有低输入阻抗的特点。事实上，电流反馈运放在反相配置中运行良好，因为其固有的低反相输入阻抗，即使在反馈回路稳定之前，也能将求和节点保持在“地”。CF类型没有在高速应用中电压反馈运放的求和节点处出现的电压尖峰。您可能还记得，反相配置的优点包括最大限度地提高输入转换率和减少热沉降误差。

问:所以这意味着我可以使用电流反馈运放作为电流-电压转换器，对吗?

答:是的，它们可以配置为i - v转换器。但也存在局限性:放大器的带宽与反馈电阻的值直接变化，反相输入电流噪声往往相当高。当放大低电平电流时，反馈电阻越大，信噪比(电阻)越高，因为信号增益将成比例增加，而电阻噪声为√R． 将反馈电阻加倍，信号增益加倍，电阻噪声仅增加1.4倍;不幸的是，电流噪声的贡献增加了一倍，并且，使用电流反馈运放，信号带宽减半。因此，CF运算放大器的高电流噪声可能会妨碍它们在许多光电二极管类型的应用中使用。当噪声不太严重时，根据带宽要求选择反馈电阻;使用第二阶段来增加增益。

问:我确实注意到电流反馈放大器中的电流噪声相当高。那么这会限制我使用它们的应用程序吗?

答:是的，CF运放的反相输入电流噪声往往更高，约为20至30 pA/√赫兹． 然而，与同类电压反馈部件相比，输入电压噪声往往很低，通常小于2 nV/√赫兹，反馈电阻也会很低，通常在1科姆以下。当增益为1时，主要噪声源将是流经反馈电阻的反相输入噪声电流。输入噪声电流20pa /√赫兹R(F)为750 欧姆，产15 nV/√赫兹作为输出端的主要噪声源。但随着电路增益的增加(通过减小输入电阻)，由于输入电流噪声而导致的输出噪声不会增加，放大器的输入电压噪声将成为主导因素。当增益为10时，输入噪声电流的贡献仅为1.5 nV/√赫兹当提到输入时;以RSS方式加上放大器的输入电压噪声，则输入参考噪声电压仅为2.5 nV/√赫兹(忽略电阻噪声)。因此，CF运算放大器在低噪声应用中变得很有吸引力。

问:如果使用经典的四电阻差动配置呢?两个输入不平衡，因此不适合这种类型的电路吗?

A.我很高兴你这么问;这是对CF运算放大器的常见误解。的确，输入不匹配，但理想差分放大器的传递函数仍然是相同的。不平衡的输入呢?在较低频率下，四电阻差分放大器的CMR受到外部电阻比匹配的限制，0.1%匹配产生约66 dB。在更高的频率下，重要的是由输入阻抗形成的时间常数的匹配。高速电压反馈运算放大器通常具有相当好的匹配输入电容，在1 MHz时实现约60 dB的CMR。由于CF放大器的输入级不平衡，电容可能无法很好地匹配。这意味着必须在一些放大器的非反相输入端使用小的外部电阻(100至200欧姆)，以尽量减少时间常数的不匹配。如果仔细注意电阻器的选择，CF运算放大器可以产生与VF运算放大器相当的高频CMR。VF和CF放大器都可以进一步受益于额外的手动修整电容器，但代价是牺牲信号带宽。如果需要更高的性能，最好的选择是单片高速差分放大器，如AD830。不需要电阻匹配，它具有CMR >1兆赫时75db, 10兆赫时53db。

问:用反馈电容来削减放大器的带宽怎么样?反相输入端的低阻抗是否会使电流反馈运放对该节点的并联电容不那么敏感?容性负载呢?

首先考虑反馈路径中的电容。电压反馈运放在噪声增益中产生一个极，但电流反馈运放的反馈通阻中出现一个极和一个零，如下图所示。记住，反馈跨阻和开环跨阻交点处的相位裕度将决定闭环稳定性。与R(F)并联的电容C(F)的反馈跨电阻由式给出

极点出现在1/2π R(F)C(F)处，零点出现在频率更高的1/[2π(R(F) || R(G) | R(O))C(F)]处。如果Z(F)和Z(OL)的交点频率过高，则可能由于开环相移过大而导致不稳定。如果RF→∞，与积分器电路一样，极发生在低频，并且在高频处存在很小的电阻以限制环路增益。CF积分器可以通过与积分电容串联的电阻来稳定，以限制高频下的环路增益。使用无功反馈的滤波器拓扑，如多反馈类型，不适合CF运放;但将运算放大器用作固定增益块的萨伦键滤波器是可行的。一般来说，不希望在CF运放的R(F)上增加电容。

另一个要考虑的问题是反相输入处并联电容的影响。回想一下，对于电压反馈放大器，这种电容会使噪声增益为零，增加噪声增益和开环增益之间的闭合率，产生过度的相移，如果不进行补偿，可能导致不稳定。同样的效果也发生在电流反馈运放上，但问题可能不那么明显。将反馈通阻的表达式加入C(IN):

0出现在1/[2π(R(F) || R(G) | R(O)) C(IN)]处，如下图(F (Z 1))所示。这个零点将引起与VF放大器相同的麻烦，但由于在反相输入处固有的低输入阻抗，零点的角频率往往频率更高。考虑一个宽带电压反馈运放，R(F) = 750欧姆，R(G) = 750欧姆，C(IN) = 10 pF。零点发生在1/[2π(R(F) || R(G)) C(IN)]，大约40 MHz，而一个相同配置的电流反馈运放，R(O)为40 欧姆将把零点推到大约400 MHz。假设两个放大器的单位增益带宽为500 MHz, VF放大器将需要一个反馈电容进行补偿，减少C(IN)的影响，但也减少了信号带宽。CF器件肯定会从零点看到一些额外的相移，但没有那么多，因为断点的频率要高10倍。信号带宽将更大，只有在需要带内平坦度或最佳脉冲响应时才需要补偿。响应可以通过与R(F)并联添加一个小电容器来调整，以降低Z(F)和Z(OL)之间的闭合速率。为了确保至少45°的相位裕度，应选择反馈电容在反馈跨电阻中放置一个极，在Z(F)和Z(O)的交点处，如图(F (P))所示。不要忘记由于反馈电容(f(Z2))而产生的更高频率零的影响。

负载电容在电流反馈放大器和电压反馈放大器中出现了同样的问题:误差信号的相移增加，导致相位裕度下降和可能的不稳定。处理容性负载有几种记录良好的电路技术，但对于高速放大器最流行的是与放大器输出串联的电阻(如下所示)。电阻器在反馈回路之外，但与负载电容串联，放大器不直接驱动纯电容负载。CF运算放大器还提供增加R(F)的选项，以降低环路增益。无论采用何种方法，在带宽、转换率和稳定时间方面总会有损失。最好通过实验优化特定的放大器电路，这取决于所需的特性，例如，最快上升时间，最快沉降到指定精度，最小超调或通带平坦度。

问:为什么你们目前的反馈放大器都不能提供真正的单电源操作，允许信号在一个或两个轨道上摆动?

答:这是VF拓扑仍然受到青睐的一个领域，原因有几个。设计为提供良好的电流驱动和摆动接近轨道的放大器通常使用共发射极输出级，而不是通常的发射极跟随器。普通发射器允许输出摆动到电源轨道减去输出晶体管的V(CE)饱和电压。在给定的制造工艺下，这种类型的输出级不能提供与发射器跟随器一样快的速度，部分原因是电路复杂性的增加和固有的更高的输出阻抗。由于CF运算放大器是专门为最高速度和输出电流而开发的，因此它们具有发射极跟随器输出级。

采用更高速度的工艺，例如XFCB(超快速互补双极)，可以设计出具有160 mhz带宽和160 v /µs转换速率的共发射极输出级，由单个5伏电源(AD8041)供电。放大器使用电压反馈，但即使以某种方式使用了电流反馈，速度仍然会受到输出级的限制。其他具有发射器-从动器输出级(VF或CF)的XFCB放大器比AD8041快得多。此外，单电源输入级使用PNP差分对，允许共模输入范围向下延伸到较低的供电轨道(通常是地)。为CF设计这样的输入阶段是一项重大挑战，在撰写本文时尚未遇到。

然而，CF运算放大器可以用于单电源应用。器件提供了许多放大器，指定为+5-甚至+3伏操作。必须记住的是，如果应用保持在允许的输入和输出电压范围内，这些部件在单电源下运行良好。这需要电平转移或交流耦合和偏置到适当的范围，但这已经是大多数单电源系统的要求。如果系统必须在一条或两条轨道上运行，或者在交流耦合应用中需要最大的净空空间，那么电流反馈运放可能不是最佳选择。另一个因素是驱动重载时的轨对轨输出摆动规格。当驱动后端50或75-欧姆电缆时，许多所谓的轨对轨部件甚至不接近轨道，因为随着输出电流的增加，V(CESAT)也会增加。如果你真的需要真正的轨对轨性能，你不需要电流反馈运放;如果您需要最高的速度和输出电流，这就是CF运放的优势。