宽带接收器通常使用固定的本地振荡器，从900兆赫的频率向下转换到5到25兆赫的基带，然后直接转换为数字。其中的许多单独的信号通道经过滤波、解调和数字处理。这种用于基站的系统降低了成本和复杂性——它们只需要一个高频前端。但关键环节A/D转换器必须具有优异的性能。

宽带接收机的A/D规格由系统r / o标准驱动。为了在附近有强信号的情况下接收远端信号，蜂窝基站接收器必须具有较宽的动态范围。例如，GSM规范要求接收器能够在存在许多其他信号的情况下精确地将-13 dBm至-104 dBm的信号数字化(图1)——动态范围为91 db !这意味着转换器和前端的无杂散动态范围(SFDR)必须在95到100 dBFS之间。给定幅度的转换信号的SFDR是该幅度与转换器奈奎斯特频谱(0到F(s)/ 2hz)中最大杂散频率分量的对数比(dB)。

最大的杂散通常是由前端强信号的失真分量产生的，可以掩盖接收器处理过的弱条纹信号。SFDR规范允许对接近接收机噪声底(或信噪比的逆，数字接收机中的误码率ber)的信号进行信噪比评估。

GSM是使用宽带技术实现较困难的标准之一，因此它是一个很好的例子，说明了某些转换器规格的重要性。其他标准，如AMPS(北美蜂窝)，对接收器设计要求较低，主要使用宽带实现。

全尺寸SINAD和SNR虽然足以满足单音输入信号，但不能为宽带信号中存在的无数信号和宽频带提供完整的图像。多音测试和SFDR功率扫描提供更多信息。

转换器在对满量程信号进行数字化处理时，其表现通常与对低于满量程10db、20db、30db或更多dB的小信号进行数字化处理时不同。图2显示了12位50 msps AD8011的SFDR与信号幅度的关系。由于转换器在满量程时的积分非线性和跟踪/保持慢速限制，当信号电平在满量程附近降低时，SFDR实际上会得到改善，从而提供更大的动态范围。SFDR比对于较低的信号电平更好，因为转换器在其余范围内更线性。多个信号也会产生接近全码的代码，但是随机的非相关信号的总和就像抖动。

抖动是一种通过使转换器在每次给定电平采样时使用其范围的不同部分来降低非线性到有效噪声底的技术。它可以通过数字方法或数字方法实现。以数字方式，生成一个伪随机数(抖动)，并将其转换为输入信号，并与输入信号重复求和[因此给定电平的每次转换结果取决于抖动值]。每次转换后，伪随机数字值从数字输出中减去。这种技术减少了由于重复使用相同的非线性而产生的光谱内容。在宽带接收器中，背景噪声和其他非相关信号提供了抖动的一些好处，但通常有意添加抖动以改善动态性能。

三阶互调失真(IMD)在两个大信号同时存在许多小信号的情况下很重要。两个最大的信号将产生由(2f (2) - f(1))和(2f (1) - f(2))处的非线性引起的杂散。显著的杂散可以覆盖位于这些频率上的小信号，就像谐波可以掩盖小信号一样;由于这些产品总是落在带中，因此无法过滤。IMD对较大信号的影响并不重要，重要的是对附近信道中较小信号的干扰。图3中上方的IMD产品在带内混叠，可以清楚地看到。还表明，除了IMD之外，其他马刺也可能出现问题。在这种情况下，2(f(2) - f(1))处的大杂散表明，双音SFDR等测量与双音IMD一样重要。

差分线性误差(DNL)，虽然是特定的架构，增加了不匹配在多级变换器。当低信号水平跨越相对较差的代码(在DNL图中突出的代码)时，它们变得重要。从图4的SFDR图中可以看出，在-25和-40 dBFS之间，SFDR急剧下降。失配的均方根误差保持不变，但随着信号电平的降低，SFDR变得更糟，并成为对杂散项的更重要贡献。再往下，信号不再穿过这些不匹配，SFDR保持在高位。多信号或增加抖动可以减少这种误差源，提高接收机的性能。

头的房间:当A/D转换器在宽带架构中接收多个通道时，每个信号电平必须大大小于转换器的满量程。一个信号可以单独使用转换器的满量程，但是当可能存在两个信号时，假设信号功率相等，每个信号必须为半幅(- 6db)，以防止输出削波，因为这些信号在其峰值处加在一起。信号数量每增加一倍，单个电平就需要降低6db。例如，4通道-12 dBFS, 8通道-18 dBFS。多通道r必须有足够的动态范围来弥补由于可用信号电平降低而造成的信噪比损失。此外，设计人员在ADC范围的顶部保留3至15 dB的预留空间，以防止由于不可避免的高传入峰均比和新呼者进入小区时额外信号进入频段而产生的削波。

ADC的其他要求

采样率:许多宽带ro使用宽动态范围、超高截点混频器(如AD831)将RF频谱混合到基带(从直流到某个更高频率的信号范围)(对话28-2，第3-5页)。用于这种os的转换器需要的采样率至少是最高频率(奈奎斯特速率)的两倍，即，从dc到10mhz的信号范围至少为20msps，并且通常至少有20%的额外余量，将所需的编码率提高到约25msps。

在两种标准和数字标准中，过采样提供了提高有效信噪比的处理增益。对于数字调制的数据，ADC应该以数据速率的整数倍采样，这样通道中心就会落在FFT或滤波器箱的中心。例如，如果接收者正在解码GSM数据包，则采样率将是270.833-kHz数据速率的倍数。典型的GSM接收机每比特使用48个采样的倍数，基本采样率F(s)为13 MSPS。([1])接收的采样率，如AM和FM，是信道带宽的倍数。使用AMPS, 30khz标准，典型的采样率比带宽高1024([2])倍，为30.72 MSPS。

驱动和过滤:基带采样的另一种选择是对位于第二或第三奈奎斯特带的中频信号进行采样[即，从(N -1) F(s) /2到NF (s)/2]。因此，第二个奈奎斯特带从F(s) /2到F(s);第三个是从F(s)到(3/2)F(s)对于F(s) = 25 MSPS，第二频段为12.5 MHz ~ 25 MHz;第三个是25-37.5 MHz。使用更高的区域可以大大放松驱动放大器的谐波要求，因为滤波对第一奈奎斯特区域以上的频率要容易得多。

在10mhz基带，为了抑制1mhz信号的70db谐波，驱动放大器必须具有70db谐波性能，因为抗混频滤波器不能滤除低于10mhz的谐波。但是，如果系统设计为26 MHz (F (s) + 1 MHz，在第三奈奎斯特区)的1 MHz基带信号，则二次谐波将在52 MHz，远远超出数字化仪抗混频滤波器的25至37.5 MHz通带(图5)。转换器精度不需要牺牲;由于采样系统内的信号折叠，所有变换器的谐波总是落在“带内”。电路的要求被简化，通过增加放大器性能的权衡放宽滤波器规格。但是互调要求不能降低;对于放大器和转换器来说，IM必须始终落在带内。

([1])其他可能的采样频率包括26 MSPS和39 MSPS，都是13 MSPS的倍数。

([2])其他倍数是可能的，通常是2的幂，并且在可用转换器的采样率能力范围内。

宽带R o过采样和过程增益

信噪比可以通过称为处理增益的数值运算来提高。在任何数字化过程中，信号采样越快，本底噪声越低。信噪比没有提高，总集成噪声保持不变，但它在更多的频率上扩散。噪声本底符合公式(b =分辨率):

本底噪声= 6.02 b + 1.8 + 10 log (F(s) / 2 BW)

这表示了转换器的量化噪声，并显示了噪声与采样率之间的关系。采样率每增加一倍，有效本底噪声降低3db。

虽然通过提高采样率可以获得一些增益，但它们相对较小。然而，当使用数字信号处理芯片对信号进行信道化和滤波时，在数字滤波过程中可以获得重要的增益。例如，如果用AD9042以40.96 MSPS的采样率对30khz AMPS信号进行数字化，则只有一小部分宽带噪声通过数字滤波器通带。在0.03 MHz/20.48 MHz的通频带，降噪的对数形式为10 log(20.48 MHz/30 kHz) = 28.3 dB。

考虑到这一点，给定信号的有效信噪比为

信噪比= 6.2 + 1.8 + 10 log (F(s) / (2 × BW)) - HR

如果实际信噪比规格已知，则将其替换为(6.02 b +1.8)项。如果转换器的信噪比规格为67 dB，有8个信号，则每个信号将比满量程低18 + 12 dB(净空比hr)(如上所述)。因此，整体信号电平将比满量程低30 dB(即信噪比降低到37 dB)。而有效信道信噪比为67+28.3-30 = 65.3 dB。