问:我一直在看你们的放大器数据表，对失真规格有点困惑。一些放大器是根据二次和三次谐波失真来指定的，另一些是根据总谐波失真(THD)或总谐波失真加噪声(THD+N)来指定的，还有一些是根据这些规格以及双音互调失真和三阶截距来指定的。你能解释一下吗?

答:因为放大器是广泛应用的基础，所以随着新的放大器被开发出来以满足这些需求，许多特定应用的规格也自然发生了变化。所以，正如你正确地指出的那样，扭曲可以用各种方式来说明;该规格取决于用户如何定义特定应用的失真。一些失真规格是相当普遍的，而其他主要与特定的频率范围和应用相关联。

但是有一些基本的定义是标准化的，所以我们先来讨论一下。谐波失真是通过将频谱纯净的正弦波应用于给定电路配置的放大器并观察输出频谱来测量的。输出中存在的失真量通常是几个参数的函数:被测放大器的小信号和大信号非线性、输入信号的幅值和频率、施加在放大器输出端的负载、放大器的电源电压、印刷电路板布局、接地、电源去耦等。因此，您可以看到，除非指定了确切的测试条件，否则任何失真规格都是相对无意义的。

谐波失真可以通过在频谱分析仪上观察输出频谱并观察第二、第三、第四等谐波相对于基波信号的幅度的值来测量。该值通常以百分比、ppm、dB或dBc表示。例如，0.0015%的失真对应于15 ppm，或-96.5 dBc。单位“dBc”仅仅意味着谐波的电平比“载波”频率(即基频)的值低很多dB。

谐波失真可以单独表示每个分量(通常只指定第二个和第三个分量)，或者它们都可以以平方根(RSS)方式组合起来，以给出总谐波失真(THD)。

在哪里
V(s) =信号幅度(均方根伏特)
V(2) =二次谐波振幅(均方根伏特)
V(n) = n次谐波幅值(均方根伏特)

THD测量中包含的谐波数量可能会有所不同，但通常前五个就足够了。你看，RSS过程导致高阶项对THD的影响可以忽略不计，如果它们比最大谐波小3到5倍

THD+N的表达式类似;简单地将噪声以平方根方式相加(V(噪声)=噪声电压在测量带宽上的有效值)。

显然，如果测量带宽上的rms噪声比THD小几倍，甚至是最坏谐波，则THD+N≈THD。值得注意的是，如果您只知道THD，则可以使用放大器的电压和电流噪声特性相当准确地计算THD+N。(与源电阻和反馈网络相关的热噪声也可能需要计算)。但是，如果有效值噪声水平明显高于谐波水平，并且只给出THD+N规格，则无法计算THD。

在音频应用中经常使用特殊的设备来对噪声和失真进行更灵敏的测量。这是通过首先使用带阻滤波器去除基本信号来完成的。然后在适当的带宽上测量所有其他频率分量(谐波和噪声)的总有效值。与基本面的比率是THD + N规格。

问:在不同的频率范围和应用中，失真规格是如何看待的?

答:我认为最好的方法是从频谱的低频端开始，然后逐步提高;这样可以更容易地看到底层方法。

音频放大器是一个很好的开始。这里使用的类型(如OP-275*)针对音频带宽(20 Hz至20 kHz)内的低噪声和低失真进行了优化。在音频应用中，总谐波失真加噪声(THD+N)通常是用专用设备(如音频精密系统1)测量的。以给定频率(例如1khz)测量输出信号幅度;然后，如上所述，用带阻滤波器去除基波信号，系统测量包含谐波和噪声的剩余频率分量的均方根值。噪声和谐波在捕获最高谐波的带宽上测量，通常约为100khz。测量在各种条件下的频率范围内进行扫描。OP-275的THD+N结果在这里绘制为频率的函数。

信号电平为3v有效值，放大器作为单位增益跟随器连接。注意，THD+N值为0.0008%对应于8 ppm，即-102 dBc。OP-275的输入电压噪声通常为6 nV/√Hz @ 1 kHz，在100 kHz带宽上集成，产生的rms噪声电平为1.9 μ V rms。对于有效值为3v的信号电平，相应的信噪比为124db。由于THD比噪声级大得多，所以THD分量是主要的影响因素。

问:我注意到，Devices最近推出了另一款低噪声、低失真的放大器(AD797)，它是在THD中指定的，而不是THD+N。在20khz时引用的实际规格是- 120db。到底发生了什么事?

答:实际上，我们并不是想在这里被误导。失真是在现有设备的测量极限，噪音甚至更低- 20分贝!这是AD797的测量THD作为频率的函数。

测量是用频谱分析仪先过滤掉分析器前面的基本正弦波频率。这是为了防止频谱分析仪的过度失真。然后测量前五个谐波，并以平方根方式组合得到THD图。图中的图例表明，测量设备的“底板”约为-120 dB;因此，在低于10khz的频率下，THD可能更少。

对于噪声，将AD797的电压噪声谱密度(1 nV/√Hz)乘以测量带宽的平方根，得到器件的均方根噪声底。对于100khz带宽，本底噪声为316nv rms，对应于3v rms输出信号的信噪比为140db。

问:高频放大器的失真是如何规定的?

A.由于对高频宽动态范围的需求日益增加，大多数宽带放大器现在都有失真规格。数据表可以给出二次和三次谐波分量的单独值，也可以给出THD。如果指定了THD，则只有前几个谐波对结果有显著贡献。在高频率下，单独显示单个失真分量而不是指定THD通常是有用的。AD9620是一个600 mhz(典型的- 3db带宽)低失真单位增益缓冲器。以下是AD9620的二次和三次谐波失真随频率变化的曲线图。

问:什么是双音互调产品，它们与谐波失真有何不同?

A.当两个音调加到一个非线性放大器上时，非线性使它们相互调制，产生互调失真(IMD)，其频率形式称为互调积。(关于这个概念的数学发展，参见参考资料1)。对于频率f1和f2的两个音调(其中f2 >f1)，二阶和三阶IM积出现在以下频率:

二阶:f(1) + f(2)， f(2) - f(1)
三阶:2 (1)+ f (2), 2 f f (1), (2) + 2 (2) - f (1), 2 f f (1) - (2)

如果两个音调非常接近，则不同频率下的三阶IMD积2f(2) - f(1)和2f(1) - f(2)可能特别麻烦，因为-如图所示-它们很难过滤掉。注意，其他二阶和三阶IMD积(出现在更高或更低的频率上)可以被过滤(如果唯一感兴趣的频率在f(1)和f(2)的邻域内)。

双音互调失真规格在r-f应用中特别重要，也是通信接收机设计中的一个主要问题。IMD产品可以在较大信号存在的情况下掩盖小信号。尽管在频率低于1mhz的运算放大器中很少指定IMD，但今天的许多直流运算放大器都是宽带类型，可以在r0频率下有效地工作。出于这个原因，在快速运放上看到IMD规格变得越来越普遍。

问:二阶和三阶截点是什么?它们的意义是什么?

A.通常与r-f应用有关，这些规格提供了性能指标，以表征放大器的IMD性能。拦截功率越高，IMD显著的输入电平越高，在给定信号电平下IMD越低。

这是它是如何推导出来的:两个频谱纯音应用到放大器。单音输出信号功率(以dBm为单位)和二阶和三阶乘积的相对幅度(参考单音)作为输入信号功率的函数在这里绘制(并外推)。

如果你通过数学分析[1]，你会发现，如果器件非线性可以用简单的幂级数展开来建模，那么信号每增加1db，二阶IMD幅度就会增加2db。同样，信号每增加1 dB，三阶IMD幅度增加3 dB。从低阶双音输入信号开始，取几个IMD数据点，您可以绘制(并推断)图中所示的二阶和三阶IMD线。

超过一定水平，输出信号开始软限制或压缩(与IMD产品的可见度增加相一致)。如果延长二阶和三阶IMD线，它们将与输出/输入线的延长相交;这些交点称为二阶和三阶截点。这些截距对应的投影输出功率值通常参考放大器的输出功率，单位为dBm。

由于三阶IMD振幅的斜率是已知的(3db /dB)，如果截距也已知，则可以近似出任何输入(或输出)电平的三阶乘积。对于较高的截距，直线向右移动(相同的斜率)，显示给定输入水平的较低的三阶乘积。许多r-f混频器和“增益块”有50欧姆的输入和输出阻抗。输出功率就是器件传输到50欧姆负载的功率。输出功率的计算方法是将有效值输出电压(V(o))的平方除以负载电阻R(L)。功率换算成dBm如下:

另一方面，由于运放是一种低输出阻抗器件，对于大多数r-f应用，运放的输出必须是源端和负载端。这意味着实际运放输出功率必须比交付给负载的功率高3db，根据上述公式计算。在这种类型的应用中，通常根据实际交付到50欧姆负载的输出功率而不是实际运放输出功率来定义IMD产品。

另一个可能令人感兴趣的参数是1 db压缩点，如图所示。这是输出信号开始受到限制并从理想输入/输出传递函数衰减1 dB的点。

下图是AD9620缓冲放大器的三阶截距功率值与输入频率的关系图。它的数据可以用来近似三阶互调乘积在不同频率和信号电平的实际值。

假设运放输出信号为20 MHz，峰值为2 V，输入100欧姆负载(50欧姆源端和负载端)。因此，进入50欧姆负载的电压为峰对峰1伏，功率为2.5 mW，对应于+4 dBm。20 mhz处的三阶截距值(从图中)为+40 dBm。这允许图形化解决方案，如下所示。对于+4 dBm的输出电平，三阶IMD产品，基于从截距的斜率3的外推，等于-68 dBm，或低于信号72 dB。

该分析假设运算放大器失真可以用参考文献1中描述的简单幂级数展开来建模。不幸的是，运算放大器并不总是遵循简单的模型(特别是在高频时)，因此三阶截距规格应主要用作优点的数字，而不是测量的替代品。

参考电路

1. Robert a . Witte，“使用频谱分析仪测量失真”，RF
设计，1992年9月，第75-84页。(不提供)
2.   高速设计研讨会，1996年。诺伍德，马萨诸塞州:设备公司
3.1992放大器应用指南。诺伍德，马萨诸塞州:设备公司