图1如图所示为基于MAX1744/5控制器IC的异步整流简化降压变换器。由于二极管的关断特性，主开关的导通开关损耗(Q1)取决于开关频率、输入回路的跟踪电感(由C1、Q1和D1组成)、主开关MOSFET的栅极电荷(米勒电容)、以及控制IC的驱动能力。本应用笔记将详细分析导通开关损耗和选择开关p沟道MOSFET的标准。

图1所示。基于MAX1744控制IC的典型异步降压变换器。

图2为Q1的典型波形。在Q1导通期间，栅极电压V(g)首先充电。一旦达到阈值电压，Q1导通，Q1的漏极到源极电压Vds降低。同时，Q1和Id漏极电流增大。在这个时间间隔内发生导通交叉传导损耗。根据走线电感L(tr)的不同，考虑了三种情况:

图2。典型的开关波形Q1和二极管电压VD。

情况一:走线电感相对较小。漏极到源极电压为零之前，漏极电流达到输出电流I(o)。

情形二:走线电感有一个临界值，使得漏极到源极电压为零的同时漏极电流达到零。

情况三:走线电感比较大，导致漏极到源极电压变为零后漏极电流达不到输出电流。

在上述三种情况中，情形I的开关损耗最大，而情形III的开关损耗最小，如图2所示。情形1在id和Vds之间产生最大的重叠。在我们开始分析之前，释放Q1的米勒电容所需的时间为:

其中Q(g)为米勒电荷，R(g)为Q1的栅极电阻，R(d)为MOSFET驱动器的导通电阻，V(d)为驱动器的电源电压，V(T)为Q1的阈值电压。

给出了导通转换的等效电路图3式中，C(gd)为米勒电容，压控电压源表示漏极对源极的放电电压V(ds)。

图3。导通开关转换等效电路。

漏极电流I(d)充电至输出电流I(o)的时间为:

由式(1)和式(2)，我们得到，

对于给定的I(o)和V(in)，有几种方法可以使得尔塔T1≥得尔塔T。首先，选择米勒电荷较小、栅极电阻较小、栅极阈值电压较小的Q1。第二，增加MOSFET驱动器的电源电压，第三，增加走线电感。由于导通开关转换后可能出现振荡，因此不鼓励采用第三种选择。这是因为在开关跃迁完成后，存储在走线电感中的能量将与二极管的结电容一起振荡以耗散能量。因此，具有较高电源电压和较低导通电阻的MOSFET驱动器将使导通损耗最小化。另一方面，一旦布局和驱动器固定，选择具有较少米勒电荷和较低阈值电压的MOSFET将使导通损耗最小化。

需要指出的是，导通开关损耗包括两部分:一部分是上述导通交叉导通损耗，另一部分是Q1输出电容的放电损耗。后者是一个固定的损耗，与驱动能力和布局参数无关。使用MAX1744 EV试剂盒获得的参数得到得尔塔T(1)/得尔塔T的比值等于0.4，这是在Case I类别中，假设L(tr)为15nH, Q(g) = 10nC, R(g) = 2欧姆， V(T) = 3V。如果我们将Q1从NDS9407 (Q(g) =电源编号，R(g) =电源编号)切换到Si9407，一个Q(g) = 3nC, R(g) = 1欧姆的FET，比率得尔塔T(1)/得尔塔T等于0.77。图3显示了在同一EV套件上使用NDS9407和Si9407的效率比较。从图2中可以明显看出，在所有负载条件下，效率都提高了约1%。如果R(d)减半，则得尔塔T(1)/得尔塔T等于1.03，这在开关损耗方面是首选的。用于高输入电压应用(Vin >供应一个数字)，这是MAX1744常见的，导通交叉传导损耗比输出电容Q1的放电损耗更明显。

图4。12V输入和3.3V输出时的效率比较。

图4 b。12V输入和5V输出时的效率比较。