新的LT1797运算放大器在一个很小的SOT-23封装中提供10MHz增益带宽和轨对轨输入和输出。通过设计6GHz f(T)工艺并在减小的静态电流下运行晶体管，优化了通常的带宽与电源电流之间的权衡。其结果是一个快速、微小、轨对轨的设备，在消耗最小电路板空间和功率的同时，将运算放大器的所有美感展现在桌面上。LT1797有I级和C级两种。

当将LT1797与竞争产品进行比较时，不要停留在输入失调电压和输入失调电流上。一定要看开环增益、PSRR、CMRR、交流失真、噪声功率、电源电压范围和输出电压摆幅。表1显示了LT1797的一些规格。

应用程序

快速沉降，紧凑，-48V电流检测

图1显示了一个为-48V电源设计的紧凑、快速沉降电流检测电路。在涉及断路或电源重路由的应用中需要快速沉降。电路的工作原理如下。流过感测电阻的电流产生V = I(sense) × R(sense)的电压。LT1797的输出上升，直到在R3上出现一个相等的电压，电流从Q1的发射极流出(= I(SENSE) × R(SENSE)/R3)。Q1的发射极电流来自它的集电极，表现为R2上一个容易测量的电压。R2连接到3V电源，因此输出电压方程变为V(OUT) = 3V - I(SENSE) × R(SENSE) × R2/R3。根据所示值，输出响应为-100mV /安培。R1是一个5%的电阻，可以降低Q1在高电流下的功耗。LT1797、齐纳二极管和晶体管都是SOT-23封装。选择Q1是因为它在低电流下具有高击穿电压和高β。在1V输出阶跃上测量到沉降时间优于2µs至1%。1%电阻、晶体管β和LT1797输入偏置电压之间的总误差大致相等。

远距离光电二极管接收机

关于光电二极管放大器已经写了很多，但相对较少的已经发表了实际电路与实现的结果。图2的电路是一个简单的光电二极管放大器，它优化了范围(或者，如果你喜欢，灵敏度)，带宽约为65kHz(1)。实现范围的关键是高增益和低噪声。最低噪声I/V转换器是一个电阻，所以最简单的事情是将一个电阻与光电二极管串联(图2的R1)。问题是，将一个电阻与光电二极管串联会减少带宽，但需要无限带宽吗?最大化这个串联电阻可以提高固有信噪比，因为信号与R1成正比，而电阻噪声与√成正比R1． 在100k时选择R1欧姆以16pF(2)的组合光电二极管和寄生电容(f(-3dB) = 1/2πRC(P))支持100kHz的带宽。这实现了100k欧姆的跨阻增益甚至到达放大器之前(相当好!)。R2, R3和C1偏置靠近上轨的光电二极管，降低其电容，同时将其与电源噪声脱钩，并保持交流操作良好的接地参考。将LT1797偏置在其上轨附近也有利于其NPN输入级，从而提高了数据表的0.23pA/√赫兹当前噪声规格的系数约为√3.． 具有100k的大输入电阻欧姆，否则LT1797的电流噪声将开始主导电路的噪声性能。(稍后将显示放大器噪声在许多应用中并不是限制因素。)

R4, R5和C2将LT1797置于101的交流增益中。这种高增益对LT1797来说不是问题，因为它具有高开环增益，并且仅仅具有将带宽降低到100kHz的效果。R4和C2的增益低于1.6kHz。这消除了1/f噪声的影响，并防止了总直流偏置的放大，到目前为止，由于50nA偏置电流和100k欧姆源阻抗，总直流偏置放大了几毫伏。R6和C3在500kHz处设置了可靠的噪声带宽上限，对信号带宽的影响最小。综上所述，该单级的总跨阻增益为10毫欧，在65kHz时降低3dB。

电路的总输出噪声是在一个密封的饼干罐中用电池供电，并安装低电容SFH213光电二极管来测量的。使用惠普3403C真有效值计，输出噪声为1.84mV(有效值)。这一结果与计算出的总噪声源的均方根和大致一致:电压噪声、电流噪声× R(S)和R(S)约翰逊噪声。

V(NOISE_RMS) =增益× skirt_factor ×√BW×√(e(n)(2) + (i(n) × R(S))(2) + 1.7e-20 × R(S))，其中增益= 101，裙边系数= 1.3,BW = 80kHz(4)， e(n) = 20nV/√赫兹， 1(n) = 0.14pA/√赫兹， R(S) = 101k欧姆。

输出值为1.8mV(RMS)，非常接近测量值1.84mV(RMS)。图3显示了7.6mV(P-P)(5)时的峰对峰输出噪声，大约是RMS值的四倍。该输出电压噪声表示总输入参考电流噪声，因此分辨率为0.76nA(P-P)。请注意，计算和/或测量总输出噪声，然后转换为等效输入电流噪声的方法比过分强调低放大器输入电流噪声的方法更现实。过分强调放大器输入电流噪声会导致人们认为JFET输入放大器是唯一的选择。

虽然提高噪声系数是可能的，甚至很容易，但在许多空气传输应用中，提高噪声系数是没有意义的。如图4所示，电路暴露在光下(使用最不敏感的光电二极管SFH213FA)。恶心的结果是由于实验室里的荧光灯;它们的干扰淹没了对放大器输入噪声的任何担忧。这个问题似乎是两种影响的结合;可见光可以通过不完美的“黑色塑料”红外滤光片，以及来自灯的实际红外或近红外发射。有些灯比其他灯更糟糕，高效的“暖”灯是罪魁祸首。了解你的环境。

使用三种不同的光电二极管的总体结果如图5至7所示。发射器是安捷伦HSDL-4220红外LED，放置在16英尺远的地方，驱动电流为330mA，使用10%的占空比，持续3.5µs。图5和图6显示了采用快速窄角西门子/英飞凌SFH213FA和SFH213 PIN光电二极管的LT1797接收电路输出。这些设备之间的唯一区别是，FA版本有一个黑色塑料滤波器，可以消除大部分可见荧光干扰(图6中明显的50kHz纹波)，而只是轻微地衰减信号。图7显示了使用广角Vishay/Telefunken BPV22NF PIN光电二极管的结果。信号幅度的降低并不是因为BPV22NF需要更少的光增益，因为这是通过其比高光增益SFH213类型增加7倍的芯片面积来补偿的。幅度的减少主要是由于电容增加七倍导致的带宽减少。在BPV22NF的情况下，荧光干扰的存在不是由于缺乏可见光滤光片:它有一个。更确切地说，这是由于它的广泛接受角度。因此，尽管更宽的角度允许接收发射机位置的更宽角度，但它也打开了它的眼睛，通过(总是不完美的)过滤器接收更多的背景干扰。无论如何，在这三种情况下，放大器噪声都不是实现范围的主要限制。

该电路工作良好，即使在近距离，因为LT1797有良好的输出裁剪恢复。然而，光电二极管近距离电流的幅值可能相当高，在这种情况下，恢复时间会增加，输出脉冲宽度会增加。高电容BPV22NF比SFH213更能显示出这种效应。这种电路不适合脉冲宽度调制方案，除非物理发射机运动将低于感兴趣的频率和稳态脉冲宽度是非临界的。

将您最喜欢的运放转换为轨对轨输出

世界上许多最伟大的运放最初并不是为了在降低电源电压下工作，超低噪声LT1028就是一个很好的例子。LT1797可以通过将其中一个放大器的输出级转换为轨对轨输出级来帮助解决这种情况。图8显示了该方法。LT1028输出驱动LT1797的非反相输入，LT1797的增益为3乘以R1和R2。反馈电阻R3和R4使整个回路的增益为500，迫使LT1028提供167的增益。这两个放大器的组合充分利用了LT1028的超低噪声、精密前端和LT1797的轨对轨输出。从增益相位的角度来看，电路是稳定的，没有补偿元件R5和C1。然而，当输入接收到一个瞬态信号或输出碰到一个轨道时，两个运放就会开始一场通常无法恢复的慢速竞赛。R5和C1通过降低LT1028的速度来解决这个问题。

结论

LT1797是一个引人注目的选择，在最小的占用空间或轨对轨10MHz增益带宽是必不可少的。LT1797设计的高效特性也使其适用于功率昂贵且需要宽带和输出驱动的应用。

注:

为了开门见山，我们将给出发射机与接收机之间16英尺距离的结果。
(2)测试的光电二极管有的电容大于这个值，有的电容小于这个值。虽然在R1上放置一个微调盆是很诱人的，但是一个笨重的微调盆的寄生电容会很快使问题复杂化。
(3)对两个100kHz -3dB带宽进行Casc，净带宽为65kHz。然而，由于光电二极管电容和R1而产生的-3dB将或多或少地取决于所使用的光电二极管，这将对净带宽产生影响。
(4)带宽选择在80kHz左右，因为低电容光电二极管不会像设计值16pF那样减少100kHz带宽。更复杂的是，由于输入电容导致的带宽减少对电流噪声和约翰逊噪声有影响，但对电压噪声没有影响。此外，测量是在有限时间内进行的，这一事实引入了固有的高通特性。裙边因素几乎不可能确定，因为各种滚脱机制的复杂性。1.3的值是一种折衷。
(5)在50µs窗口内进行100次测量，平均峰间噪声为7.7mV(P-P)，标准差为1.2mV(P-P)。请注意，50µs的窗口具有高于约15kHz的高通效应。