LT1394是一款超快(7ns)，低功耗(6mA)，单电源比较器，设计用于5V或±5V电源。它具有2.5mV的最大失调电压，互补TTL兼容输出和输出锁存能力。LT1394是首款采用Linear technologies 6GHz互补双极技术的产品。与使用较慢的纯npn技术开发的行业标准比较器相比，这种精细的几何工艺使产品具有显着提高的速度和功率。

这些特性使LT1394非常适合高性能NTSC晶体振荡器、单电源电压-频率转换器和高速、高精度电平检测器等应用。LT1394采用SO-8，引脚与行业标准LT1016和LT1116比较器兼容。

电路描述

LT1394的简化示意图如图1所示。有差分输入(+IN/ IN)，差分输出(OUT/ IN)出)，一个锁存器输入(latch)和三个电源引脚(V(EE)， V(CC)和GND)。电路拓扑结构由差分输入级、移电平增益级、锁存级和互补输出级组成。互补的输出级为用户提供了更好的灵活性;锁存级提供了优越的输入信号采样精度，而不需要外部锁存。

LT1394的输入级使用PNP差分对(Q1-Q2)，在发射器(D1-D2)和电阻负载(R1-R2)中使用肖特基二极管。与发射器串联的肖特基二极管允许大于输入晶体管基极-发射极击穿的差分输入电压。两个额外的肖特基二极管(D11-D12)防止输出相位反转，当任何一个输入远低于V(EE)时，其相应的PNP输入晶体管的基极集电极结正向偏压。为了允许单电源运行，输入级被设计成在负载电阻R1和R2之间具有小的电压波动。这确保了输入pnp在V(EE)时不会与LT1394输入饱和。

信号路径保持差分，因为它通过晶体管Q3-Q4和二极管D3-D4进行缓冲和电平移位。电平移位防止电流源I(8)饱和。第二个增益级，包括晶体管Q5-Q6和电阻R3-R4，在将信号电平移回V(CC)时获得额外增益。第二增益级的差分输出由晶体管Q7-Q8缓冲，然后驱动锁存器级。

在锁存阶段，晶体管Q9-Q10和电阻R5-R6作为第三增益阶段。Q11-Q12在电阻R5-R6处缓冲信号，驱动另一个差分对(Q13-Q14)。Q13和Q14在激活时，向电阻R5-R6提供正反馈，形成锁存器。当LATCH引脚低时，LT1394处于流过或增益模式。电流I(11)被引导通过Q34，激活Q9-Q10差动对。当LATCH引脚高时，LT1394处于LATCH模式。电流I(11)被引导通过Q35，激活Q13-Q14差动对。增益/锁存级的输出具有从晶体管Q11-Q12的发射器通过二极管D9-D10的额外电平移位。这种电平移动防止输出级电流源I(6)和I(7)饱和。

LT1394通过使用两个以相反相位连接的相同输出级提供互补输出。检查OUT引脚的输出电路，从锁存级的输出驱动PNP差分对(Q15-Q16)。当I(6)的电流通过Q16时，驱动R7和Q19的基极。R7通过降低差分对Q15-Q16的增益和降低Q19基极的阻抗来提高开关速度。Q19的发射极电流然后驱动Q23的基极，将其打开，直到OUT引脚被拉低，Q23的肖特基钳位二极管打开。相反，如果I(6)的电流通过Q15引导，它允许R8拉起达林顿连接的输出晶体管Q21和Q22，使OUT引脚高。为了更快的输出开关时间，Q15的集电极电流流入Q17/Q18/Q20电流镜。Q20的集电极电流帮助关断Q23，而Q18的集电极电流帮助关断Q19。

线性技术的6GHz互补双极技术

Linear Technology的6GHz互补双极技术(6GHz ComBi)具有垂直NPN和PNP晶体管，具有相似的频率响应和增益特性。NPN和PNP晶体管均采用多晶硅发射体，以提高增益，集电极到发射极击穿电压(BV(CEO))大于12V，单位增益频率(f(T))为6GHz。PNP晶体管的标称电流增益(β)约为45，而npn的β约为100。

除了晶体管，6GHz ComBi技术还包括二极管、电阻和电容结构。肖特基势垒二极管具有低寄生电容和高击穿电压，用于晶体管的高速电压箝位和击穿保护。低寄生电容多晶硅电阻器包括用于高速信号路径。高电阻率扩散电阻器用于偏置和低功耗电路。多晶硅氧化物金属电容器具有低寄生电容，高电容密度和低串联电阻，具有良好的高频性能。

与典型的30V互补双极工艺相比，将晶体管BV(CEO)从30V降低到12V对于不需要更高电源电压的应用具有许多好处。晶体管内耗竭宽度的显著减少使面积减少了50%。这种面积的减小通过降低与晶体管相关的寄生电容来提高速度。降低的电压要求也允许更薄，更丰富的外延(epi)区域。epi区域的这种变化大大降低了晶体管的集电极电阻，从而在给定的电流水平下产生更小的晶体管。随着晶体管尺寸的显著减小，使用单一金属化层的互连变得更加困难，并且会产生显著的寄生电容。因此，6GHz ComBi工艺采用了两级金属化。

应用程序

4× NTSC电压可调晶体振荡器

LT1394的三个代表性应用程序中的第一个如图2所示。该电路是一个输出频率电压可调谐的晶体振荡器。该应用程序利用LT1394的高速，互补输出和单电源5V操作。这种电压控制晶体振荡器(VCXO)通常用于需要稳定载流子的轻微变化的地方。本例旨在提供一个适用于锁相的4× NTSC副载波可调谐振荡器。

LT1394正输入端的电阻设置了840mV的直流偏置点。2k欧姆 - 200pF路径设置相移负反馈，在振荡频率下将直流输出置于有源区域，增益为35。晶体的路径提供谐振正反馈，并发生稳定的振荡。变容二极管与调谐输入偏置。调谐网络的安排使得0V至5V驱动器在14.31818MHz中心频率附近提供合理对称的宽调谐范围。标有C(SELECT)的电容器设置调谐带宽。在锁相应用中，应该选择它来补充环路响应。图3是频率偏差与调谐输入电压的关系图。4× NTSC 14.31818MHz中心频率的调谐偏差在0V至5V调谐范围内超过±240ppm。

简单的10MHz单电源V/F转换器

LT1394的第二个应用程序如图4所示。它是一个简单的10MHz单电源电压-频率转换器，利用LT1394的速度，单电源操作和互补输出。0V至2.5V输入产生0Hz至10MHz输出，动态范围为40dB，线性度为1%，增益漂移为400ppm /°C。电源抑制为0.5% 4.75V至5.25V电源漂移。

为了理解电路操作，假设LT1394的正输入略低于负输入。电路的输入电压在比较器的正输入处引起一个正向斜坡(迹线a，图5)。Q输出低，迫使CMOS逆变器输出高。这允许电流从二极管Q1的集电极流过，通过CMOS逆变器电源引脚，到10pF电容器。4.7µF电容提供高频旁路，在Q1的集电极处保持低阻抗。二极管连接的Q3提供到地的路径。10pF电容器充电到的电压是Q1的集电极电位和Q3的降的函数。当比较器正输入端的斜坡足够高时，Q输出变高，并联逆变器切换到低电平(迹线B)。该动作通过Q1-10pF路由(迹线D)从输入端的82pF电容器中拉出电流。这种电流去除将LT1394的正输入斜坡重置为略低于地面的电位，迫使Q输出变低，并联逆变器变高。LT1394反相输出端的8pF电容向负输入(迹线C)提供交流正反馈。这确保了Q输出保持足够长的高电平，足以使10pF电容完全放电。肖特基二极管防止LT1394的输入被驱动到其负共模限制之外。当8pF电容的反馈衰减时，LT1394再次切换，整个循环重复。振荡频率完全取决于输入输出电流。LT1004是电路的电压基准，Q1和Q2温度补偿Q3和Q4。

启动或超速会导致电路的交流耦合反馈锁存。如果发生这种情况，LT1394的输出变高，导致并联逆变器变低。经过1毫欧-1000pF RC确定的时间后，关联的单独逆变器变高。这将提升LT1394的负输入并将Q5的正输入接地，启动正常电路动作。

要校准此电路，请施加2.5V并将10k电位器调整为10MHz输出。

18ns 500µV电平检测器

比较器灵敏度的最终限制是可用增益。不幸的是，增加收益总是要放弃速度。在快速比较器中，增益与速度的权衡通常是一种实用的折衷方案，旨在满足大多数应用。然而，有些情况需要更高的灵敏度(即更高的增益)，而对速度的影响最小。图6的电路在LT1394之前增加了一个差分前置放大器，增加了增益。这允许在18ns内进行500µV的比较。并联路径直流稳定方法消除了作为误差源的前置放大器漂移。A1是差分放大器，工作增益为100。它的输出是交流耦合到LT1394。A1的直流特性不明确，需要某种形式的直流校正。A2和A3以100的差分增益工作，提供此功能。它们以不同的方式感知A1输入的带限制版本，并将直流和低频放大信息馈送到比较器。A1信号路径的低频滚转与A2-A3的高频滚转相辅相成。LT1394输入端的这两个信号通道的总和导致从直流到高频的平坦响应。

图7显示了高灵敏度检测器的波形。走线A是施加于电路正输入(负输入接地)的1mV步进上的500µV超速驱动。图B显示了在A1的正输出处产生的放大步长。迹线C是A2的带限输出。A1的宽带输出与A2的直流校正信息相结合，在LT1394的正输入轨迹d中产生正确的放大复合信号。LT1394的输出轨迹e。图8详细说明了电路的传播延迟。输出在18ns内响应500µV的1mV步进超速驱动。图9绘制了响应时间与超速的对比。正如预期的那样，传播延迟在较高的超速下减小。A1的噪声限制了可用的灵敏度。

结论

创新的电路设计，加上Linear Technology的6GHz互补双极工艺，同时实现了高速和低功耗的看似可控的目标。LT1394由于其单电源能力和互补输出，易于使用。其他LT1394应用出现在即将发布的线性技术应用说明，单电源操作的7纳秒比较器。